Разнесение и предварительное кодирование циклической задержки для беспроводной связи

Разнесение и предварительное кодирование циклической задержки для беспроводной связи

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Настоящая заявка испрашивает приоритет предварительной заявки США №60/888,494, озаглавленной “Эффективное разнесение циклической задержки на основе предварительного кодирования”, поданной 6 февраля 2007 г., права на которую переуступлены правообладателю настоящей заявки, и включенной в настоящее описание посредством ссылки.

Область техники, к которой относится изобретение

Настоящее раскрытие, в целом, относится к связи и более конкретно к способам для передачи данных в системе беспроводной связи.

Уровень техники

Беспроводные системы связи широко применяются, чтобы предоставлять разное содержание связи, такое как речь, видео, пакетные данные, обмен сообщениями, широковещательная передача и т.д. Эти беспроводные системы могут быть системами множественного доступа, которые могут поддерживать множество пользователей с помощью совместного использования имеющихся системных ресурсов. Примеры таких систем множественного доступа включают в себя системы множественного доступа с кодовым разделением (CDMA), системы множественного доступа с временным разделением (TDMA), системы множественного доступа с частотным разделением (FDMA), системы с ортогональным FDMA (OFDMA) и системы FDMA с одной несущей (SC-FDMA).

Беспроводная система связи может поддерживать передачи с множеством входов и множеством выходов (MIMO). Для MIMO передатчик может использовать множество (Т) антенн передачи для передачи данных в приемник, оснащенный множеством (R) антенн приема. Множество антенн передачи и приема формируют канал MIMO, который может быть использован для того, чтобы увеличить пропускную способность и/или повысить надежность. Например, передатчик может передавать до Т потоков данных одновременно из Т антенн передачи, чтобы увеличить пропускную способность. В качестве альтернативы передатчик может передавать один поток данных из Т антенн передачи, чтобы повысить надежность. В любом случае желательно отправлять передачу MIMO некоторым способом, чтобы достичь хорошей производительности.

Раскрытие изобретения

В настоящей заявке описаны методы отправления передачи MIMO с использованием комбинации разнесения циклической задержки и предварительного кодирования. В одном аспекте могут поддерживаться набор задержек для разнесения циклической задержки и набор матриц предварительного кодирования. Комбинация матрицы предварительного кодирования и задержки может быть выбрана на основании одного или более критериев, таких как производительность данных, ранг, геометрия, мобильность, тип канала, надежность обратной связи и т.д. В одной схеме набор задержек включает в себя нулевую задержку, малую задержку, меньше чем длина циклического префикса, и большую задержку, больше чем длина циклического префикса. Большая задержка может соответствовать циклической задержке K/L, где К - число выборок для полезной части символа OFDM, а L - число антенн для применения разнесения циклической задержки, которые могут быть виртуальными антеннами или физическими антеннами. L также упоминаются как ранг.

В одной схеме первый объект (например, передатчик или приемник) может выбирать задержку из набора задержек и может передавать выбранную задержку во второй объект (например, приемник или передатчик). После чего первый объект может обмениваться данными (например, отправлять данные или принимать данные) со вторым объектом на основании выбранной задержки.

В одной схеме первый объект является узлом В, а второй объект является пользовательским оборудованием (UE). Узел В может выбирать задержку конкретно для UE и может передавать выбранную задержку в UE. В качестве альтернативы узел В может выбирать задержку для набора UE, обслуживаемых узлом В, и может передавать широковещательным способом выбранную задержку в эти UE. В одной схеме узел В может выполнять предварительное кодирование с матрицей предварительного кодирования, а затем выполнять обработку для разнесения циклической задержки на основании выбранной задержки. В другой схеме узел В может выполнять обработку для разнесения циклической задержки на основании выбранной задержки, а затем выполнять предварительное кодирование с матрицей предварительного кодирования. Предварительное кодирование относится к пространственной обработке, чтобы получить виртуальные антенны из физических антенн.

В другой схеме первый объект является UE, а второй объект является узлом В. UE может оценивать набор матриц предварительного кодирования и набор задержек на основании, по меньшей мере, одной метрики, например метрики суммарной пропускной способности. UE может определять комбинацию матрицы предварительного кодирования и задержки с наилучшей производительностью и может передавать матрицу предварительного кодирования и задержку в этой комбинации в узел В. После чего UE может принимать передачу данных, отправленную узлом В, на основании выбранной матрицы предварительного кодирования и задержки. UE может получать эффективную оценку канала MIMO на основании выбранной матрицы предварительного кодирования и задержки, а затем может выполнять детектирование MIMO на основании эффективной оценки канала MIMO.

Различные аспекты и признаки раскрытия описаны более подробно ниже.

Краткое описание чертежей

Фиг.1 изображает систему беспроводной связи множественного доступа.

Фиг.2 изображает блок-схему узла В и UE.

Фиг.3А и 3В изображают две конструкции процессора MIMO передачи (TX).

Фиг.4 изображает блок-схему процессора MIMO приема (RX).

Фиг.5А и 5В изображают разнесение циклической задержки с большой задержкой для 2-х и 4-х антенн, соответственно.

Фиг.6А, 6В и 6С изображают передачу через четыре, три и две виртуальные антенны, соответственно, с перестановкой уровней.

Фиг.7 изображает конструкцию устройства оценки для выбора матрицы предварительного кодирования и задержки.

Фиг.8 изображает процесс обмена данными.

Фиг.9 изображает процесс, выполняемый узлом В для передачи данных.

Фиг.10 изображает процесс, выполняемый UE для приема данных.

Фиг.11 изображает устройство для обмена данными.

Осуществление изобретения

Методы, описанные в настоящей заявке, могут быть использованы для различных беспроводных систем связи, таких как CDMA, TDMA, FDMA, OFDMA, SC-FDMA и других систем. Понятия “система” и ”сеть” часто использованы взаимозаменяемо. Система CDMA может осуществлять технологию радиосвязи, такую как универсальный наземный радиодоступ (UTRA), cdma2000 и т.д. UTRA включает в себя широкополосный CDMA (W-CDMA) и другие версии CDMA. cdma2000 охватывает стандарты IS-2000, IS-95 и IS-856. Система TDMA может осуществлять технологию радиосвязи, такую как глобальная система мобильной связи (GSM). Система OFDMA может осуществлять технологию радиосвязи, такую как расширенная UTRA (Е-UTRA), сверхмобильная широкополосная передача (UMB), IEEE 802.11 (WiFi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802.20, Flash-OFDM® и т.д. UTRA и Е-UTRA являются частью универсальной мобильной телекоммуникационной системы (UMTS). Долгосрочное развитие 3GPP (LTE) является развивающейся версией UMTS, которая использует Е-UTRA. UTRA, Е-UTRA, LTE, UMTS и GSM описаны в документах организации под названием «Проект партнерства 3-го поколения» (3GPP). cdma2000 и UMB описаны в документах организации под названием «Проект партнерства 3-го поколения 2» (3GPP2). Эти различные радиотехнологии и стандарты известны в данной области техники.

Фиг.1 изображает систему 100 беспроводной связи множественного доступа с множеством узлов В 110 и множеством UE. Узел В может быть фиксированной станцией, которая связывается с UE, а также может упоминаться как расширенный узел В (eNB), базовая станция, точка доступа и т.д. Каждый узел В 110 обеспечивает покрытие связи для конкретной географической области. UE 120 могут быть распределены по системе, и каждое UE может быть стационарным или подвижным. UE также может быть упомянут как мобильная станция, терминал, терминал доступа, абонентское устройство, станция и т.д. UE может быть сотовым телефоном, персональным цифровым ассистентом (PDA), беспроводным модемом, беспроводным устройством связи, карманным устройством, переносным портативным компьютером, беспроводным телефоном и т.д. UE может взаимодействовать с узлом В через передачи по нисходящей линии связи и восходящей линии связи. Нисходящая линия связи (или прямая линия связи) относится к линии связи из узлов В в UE, а восходящая линия связи (или обратная линия связи) относится к линии связи из UE в узлы В.

Методы, описанные в настоящей заявке, могут быть использованы для передачи MIMO в нисходящей линии связи, а также восходящей линии связи. Для пояснения определенные аспекты способов описаны ниже для передачи MIMO в нисходящей линии связи в LTE. LTE использует ортогональное частотное мультиплексирование (OFDM) в нисходящей линии связи и частотное мультиплексирование с одной несущей (SC-FDM) в восходящей линии связи. OFDM и SC-FDM разделяют ширину полосы системы на множество (К) ортогональных поднесущих, которые обычно упоминают как тоны, бины и т.д. Каждая поднесущая может быть модулирована данными. Обычно символы модуляции передают в частотной области с помощью OFDM, а во временной области с помощью SC-FDM.

Фиг.2 изображает блок-схему конструкции узла В 110 и UE 120, которые являются одним из узлов В и одной из UE на фиг.1. Узел В 110 оснащен множеством (Т) антенн с 234а по 234t. UE 120 оснащен множеством (R) антенн с 252а по 252r. Каждая антенна 234 и 252 может быть рассмотрена как физическая антенна.

В узле В 110 процессор 120 данных передачи (ТХ) может принимать данные из источника 212 данных, обрабатывать (например, кодировать и выполнять отображение символов) данные на основании одной или более схем модуляции и кодирования и обеспечивать символы данных. Как использовано в настоящей заявке, символ данных является символом для данных, пилот-символ является символом для пилот-сигнала, и символ может быть действительной или комплексной величиной. Символы данных и пилот-символы могут быть символами модуляции из схемы модуляции, таких как PSK и QAM. Пилот-сигнал является данными, которые известны априори как узлу В, так и UE. Процессор 230 MIMO ТХ может обрабатывать символы данных и пилот-символы, как описано ниже, и обеспечивать Т выходных потоков символов в Т модуляторов (MOD) 232а по 232t. Каждый модулятор 232 может обрабатывать свой выходной поток символов (например, для OFDM), чтобы получить выходной поток выборок. Каждый модулятор 232 может дополнительно обрабатывать (например, преобразовывать в аналоговый вид, фильтровать, усиливать и преобразовывать с повышением частоты) свой выходной поток выборок и генерировать сигнал нисходящей линии связи. Т сигналов нисходящей линии связи из модуляторов 232а по 232t могут быть переданы через антенны с 234а по 234t, соответственно.

В UE 120, R антенн с 252а по 252r могут принимать Т сигналов нисходящей линии связи из узла В 110, и каждая антенна 252 может подавать принятый сигнал в связанный демодулятор (DEMOD) 254. Каждый демодулятор 254 может обрабатывать (например, фильтровать, усиливать, преобразовывать с понижением частоты и отцифровывать) свой принятый сигнал, чтобы получить выборки, и может дополнительно обрабатывать выборки (например, для OFDM), чтобы получить принятые символы. Каждый демодулятор 254 может подавать принятые символы данных в процессор 260 MIMO RX и подавать принятые пилот-символы в процессор 294 канала. Процессор 294 канала может оценивать отклик канала MIMO из узла В 110 в UE 120 на основании принятых пилот-символов и подавать оценку канала MIMO в процессор 260 MIMO RX. Процессор 260 MIMO RX может выполнять детектирование MIMO на принятых символах данных на основании оценки канала MIMO и выдавать детектированные символы, которые являются оценками переданных символов данных. Процессор 270 данных RX может обрабатывать (например, выполнять обратное отображение символов и декодировать) детектированные символы и подавать декодированные данные в приемник 272 данных.

UE 120 может оценивать условия канала и генерировать информацию обратной связи, которая может содержать различные типы информации, как описано ниже. Информация обратной связи и данные из источника 278 данных могут быть обработаны (например, кодированы и выполнено отображение символов) с помощью процессора 280 данных ТХ, пространственно обработаны с помощью процессора 282 MIMO ТХ и дополнительно обработаны с помощью модуляторов с 254а по 254r, чтобы сгенерировать R сигналов восходящей линии связи, которые могут быть переданы через антенны с 252а по 252r. В узле В 110 R сигналов восходящей линии связи от UE 120 могут быть приняты с помощью антенн с 234а по 234t, обработаны с помощью демодуляторов с 232а по 232t, пространственно обработаны с помощью процессора 236 MIMO RX и дополнительно обработаны (например, выполнено обратное отображение символов и декодирование) с помощью процессора 238 данных RX, чтобы восстановить информацию обратной связи и данные, переданные посредством UE 120. Контроллер/процессор 240 может управлять передачей данных в UE 120 на основании информации обратной связи.

Контроллеры/процессоры 240 и 290 могут управлять работой узла В 110 и UE 120, соответственно. Памяти 242 и 292 могут хранить данные и программные коды для узла В 110 и UE 120, соответственно. Планировщик 244 может планировать UE 120 и/или другие UE для передачи данных в нисходящей линии связи и/или восходящей линии связи на основании информации обратной связи, принятой из всех UE.

Узел В 110 может передавать L символов данных одновременно через L уровней на каждой поднесущей в каждом периоде символа, где обычно L≥1. Уровень может соответствовать одному пространственному измерению для каждой поднесущей, используемой для передачи. Узел В 110 может передавать символы данных с использованием разных схем передачи.

В одной схеме узел В 110 может обрабатывать символы данных для каждой поднесущей k следующим образом:

y(k)=D(k)WUx(k), Уравнение 1

где x(k) - вектор Lx1, содержащий L символов данных, предназначенных для передачи через L уровней на поднесущей k в одном периоде символа,

U - матрица LxL отображения уровня в виртуальную антенну,

W - матрица TxL предварительного кодирования,

D(k) - матрица ТхТ циклической задержки для поднесущей k и

y(k) - вектор Тх1, содержащий Т выходных символов для Т антенн передачи на поднесущей k в одном периоде символа.

Уравнение 1 предназначено для поднесущей k. Та же самая обработка может быть выполнена для каждой поднесущей, использованной для передачи. В описании в настоящей заявке матрица может иметь один или более столбцов.

Матрица W предварительного кодирования может быть использована для того, чтобы формировать Т виртуальных антенн с помощью Т физических антенн 234а по 234t. Каждая виртуальная антенна может быть сформирована с помощью одного столбца W. Символ данных может быть умножен на один столбец W, а затем может быть передан в одной виртуальной антенне и во всех Т физических антеннах. W может быть основана на матрице Фурье или некоторой другой матрице. W может быть выбрана из набора матриц предварительного кодирования.

Матрица U отображения уровня в виртуальную антенну может быть использована для отображения символов данных для L уровней в L виртуальных антенн, выбранных из Т доступных виртуальных антенн. U может быть определена на основе отображения уровня в виртуальную антенну, выбранную для использования, как описано ниже. U также может быть матрицей I идентичности с единицами по диагонали и остальными нулями. Одна и та же или разные матрицы отображения могут быть использованы для К поднесущих.

Матрица D(k) циклической задержки может быть использована для реализации разнесения циклической задержки, которое может обеспечить усиление диаграммы направленности, выигрыш от избирательного по частоте планирования и/или выигрыш от разнесения. D(k) также может быть использована для достижения перестановки уровней, которая может иметь определенные преимущества. D(k) может быть выбрана и применена, как описано ниже.

В схеме, показанной в уравнении 1, предварительное кодирование с W выполняется до обработки с D(k). Таким образом, разнесение циклической задержки применяется к физическим антеннам вместо виртуальных антенн, сформированных с матрицей W предварительного кодирования. Эта схема может быть использована главным образом для нулевой задержки и малой задержки, но также может быть использована для большой задержки.

Фиг.3А изображает блок-схему процессора 230а MIMO TX, который осуществляет уравнение 1, и является одной конструкцией процессора 230 MIMO TX в узле В 110 на фиг.2. В процессоре 220 данных TX S процессоров потока с 320а по 320s могут принимать S потоков данных из источника 212 данных, где обычно S≥1. Каждый процессор 320 потока может кодировать, перемежать, скремблировать и выполнять отображение символов своего потока данных, чтобы получать символы данных. Каждый поток данных может переносить один транспортный блок или пакет в каждом интервале времени передачи (TTI). Каждый процессор 320 потока может обрабатывать свой транспортный блок, чтобы получать кодовое слово, а затем может отображать кодовое слово в блок символов модуляции. Понятия “поток данных”, “транспортный блок”, ”пакет” и ”кодовое слово” могут быть использованы взаимозаменяемо. Процессоры потока с 320а по 320s могут выдавать S потоков символов данных.

В процессоре 230а MIMO TX устройство 332 отображения уровня может отображать символы данных для S потоков данных в L уровней, выбранных для использования. Устройство 334 отображения виртуальной антенны может отображать символы данных для L уровней в поднесущие и виртуальные антенны, используемые для передачи. Устройства 332 и 334 отображения также могут быть объединены в одно устройство отображения. Устройство 336 предварительного кодирования может перемножать отображенные символы для каждой поднесущей с матрицей W предварительного кодирования и выдавать предварительно кодированные символы для этой поднесущей. Процессор 338 разнесения циклической задержки может перемножать предварительно кодированные символы для каждой поднесущей с матрицей D(k) циклической задержки, чтобы получать выходные символы для этой поднесущей. Процессор 338 разнесения циклической задержки может обеспечивать Т потоков выходных символов в Т модуляторов с 232а по 232t.

Каждый модулятор 232 может выполнять модуляцию OFDM для соответствующего потока выходных символов. В каждом модуляторе 232, К выходных символов, предназначенных для передачи на К полных поднесущих в одном периоде символа OFDM, могут быть преобразованы с помощью К-точечного обратного дискретного преобразования Фурье (IDFT), чтобы получить полезную часть, содержащую К выборок временной области. Каждая выборка временной области является комплексной величиной, предназначенной для передачи в одном периоде символа. Последние С выборок полезной части могут быть скопированы и присоединены к передней стороне полезной части, чтобы сформировать символ OFDM, содержащий К+С выборок. Скопированную часть упоминается как циклический префикс и используется для борьбы с межсимвольными помехами (ISI), вызванными частотно избирательным замиранием. Каждый модулятор 232 дополнительно может обрабатывать свой поток выборок, чтобы генерировать сигнал нисходящей линии связи.

Контролер/процессор 240 может принимать информацию обратной связи из UE 120 и генерировать управляющие сигналы для процессоров 320 потока и устройств 332 и 334 отображения. Контролер/процессор 240 также может подавать матрицу W предварительного кодирования в устройство 336 предварительного кодирования, и матрицу D(k) циклической задержки в процессор 338.

В другой схеме узел В 110 может обрабатывать символы данных для каждой поднесущей k следующим образом:

y(k)=W D(k)U x(k), Уравнение 2

где D(k) - матрица LxL циклической задержки для поднесущей k.

В схеме, показанной в уравнении 2, обработку с D(k) выполняют до предварительного кодирования с W. Таким образом, разнесение циклической задержки применяется к виртуальным антеннам вместо физических антенн. Эта схема может быть использована главным образом для большой задержки, но также может быть использована для нулевой задержки и малой задержки.

Фиг.3В изображает блок-схему процессора 230b MIMO TX, который реализует уравнение 2 и является другой конструкцией процессора 230 MIMO TX в узле В 110 на фиг.2. В процессоре 230b MIMO TX, устройство 342 отображения уровня может отображать символы данных для S потоков данных в L уровней, выбранных для использования. Устройство 344 отображения виртуальной антенны может отображать символы данных для L уровней в поднесущие и виртуальные антенны. Процессор 346 разнесения циклической задержки может перемножать отображенные символы для каждой поднесущей с матрицей D(k) циклической задержки. Устройство 348 предварительного кодирования может перемножать символы из процессора 346 для каждой поднесущей с матрицей W предварительного кодирования, чтобы получать выходные символы для этой поднесущей. Устройство 348 предварительного кодирования может обеспечивать Т потоков выходных символов в Т модуляторов с 232а по 232t.

Фиг.4 изображает блок-схему процессора 260 MIMO RX и процессора 270 данных RX в UE 120 на фиг.2. В процессоре 260 MIMO RX модуль 410 вычисления может принимать оценку H(k) канала MIMO из устройства 294 оценки канала и матрицу W предварительного кодирования, матрицу D(k) циклической задержки и матрицу U преобразования, выбранные для использования. Модуль 410 может вычислять эффективную оценку канала MIMO следующим образом:

H _eff(k)=H(k)D(k)W U Уравнение 3

или

H _eff(k)=H(k) W D(k)U, Уравнение 4

где H _eff(k) - матрица RxT оценки канала MIMO для поднесущей k.

Уравнение 3 может быть использовано, если узел В выполняет предварительное кодирование и обработку разнесения циклической задержки, как показано в уравнении 1. Уравнение 4 может быть использовано, если узел В выполняет предварительное кодирование и обработку разнесения циклической задержки, как показано в уравнении 2. D(k)W и W D(k) могут быть рассмотрены как расширенные матрицы предварительного кодирования. Модуль 410 затем может вычислять матрицу M(k) пространственного фильтра для каждой поднесущей k на основании H _eff(k) и в соответствии с минимальной среднеквадратичной ошибкой (MMSE), линейной MMSE (LMMSE), принудительного обнуления (ZF) или других методов детектирования MIMO.

Детектор 412 MIMO может получать R потоков принятых символов из R демодуляторов с 254а по 254r. Детектор 412 MIMO может выполнять детектирование MIMO в R потоках принятых данных с матрицей M(k) пространственного фильтра для каждой поднесущей k и выдавать L потоков продетектированных символов для L выбранных виртуальных антенн. Устройство 414 обратного отображения уровня может выполнять обратное отображение L потоков продетектированных символов (которые могут включать в себя обратную перестановку) способом, комплементарным к отображению, выполняемому с помощью устройства 332 отображения уровня на фиг.3 или устройства 342 отображения на фиг.3В. Устройство 414 обратного отображения может выдавать S потоков продетектированных символов для S потоков данных.

Процессор 270 данных RX включает в себя S процессоров с 420а по 420s потока для S потоков данных. Каждый процессор 420 потока может выполнять обратное отображение символов, обратное скремблирование, обратное перемежение и декодировать свои продетектированные символы и обеспечивать поток декодированных данных.

Различные типы матрицы предварительного кодирования могут быть использованы для схем, показанных в уравнениях 1 и 2. В одной схеме набор Q матриц предварительного кодирования может быть определен следующим образом:

W _i=Λ_i F, где i=0,…,Q-1, Уравнение 5

где F - матрица Фурье,

Λ_i - i-я матрица сдвига фазы, а

W _i - i-я матрица предварительного кодирования.

Матрица W _i предварительного кодирования также может быть обозначена как P _i.

Элементы матрицы F ТхТ Фурье могут быть выражены как:

для u = 0,…,T-1 и = 0,…,T-1, Уравнение 6

где f_u,v - элемент в u-ой строке и ν-ом столбце матрицы Фурье.

В одной схеме матрица Λ_i сдвига фазы может быть выражена как:

Уравнение 7

где λ_i,ν - фаза для ν-ой антенны в i-ой матрице сдвига фазы. Q разных матриц сдвига фазы могут быть определены с разными фазами λ_i,ν и/или с помощью вращения одной или более базовых матриц.

Для схемы, показанной в уравнении 5, Q разных матриц W _i ТхТ предварительного кодирования могут быть определены на основании матрицы F Фурье и Q разных матриц Λ_i сдвига фазы. Для селективной передачи виртуальной антенны могут быть вычислены разные комбинации столбцов (или подматриц) Q матриц предварительного кодирования и L столбцов матрицы W _i предварительного кодирования, которые обеспечивают наилучшую эффективность, могут быть использованы в качестве матрицы W TxL предварительного кодирования, где обычно 1≤L≤T. Выбор W описан ниже.

Для конфигурации MIMO 2×2 с двумя антеннами передачи и двумя антеннами приема W _i может быть выражена как:

Уравнение 8

Матрица W предварительного кодирования может включать в себя один или оба столбца W _i.

Для конфигурации MIMO 4×4 с четырьмя антеннами передачи и четырьмя антеннами приема W _i может быть выражена как:

Уравнение 9

Матрица W предварительного кодирования может включать в себя один, два, три или все четыре столбца W _i.

В схеме, показанной в уравнениях с 5 по 9, W _i может быть рассмотрена как матрица предварительного кодирования, инвариантная по частоте, основанная на Фурье. Набор матриц предварительного кодирования также может быть определен другими способами, например, W _i=F ^H Λ_i F, где “^H” обозначает сопряженное транспонирование. Набор матриц предварительного кодирования также может быть определен с помощью других единичных и неединичных матриц вместо матрицы Фурье или дополнительно к ней. Набор матриц предварительного кодирования также может включать в себя матрицу I идентичности, которая может быть использована для того, чтобы передавать каждый уровень в одной физической антенне.

В одной схеме набор матриц циклической задержки может быть определен для набора задержек. Для каждой задержки пилообразное изменение нулевой фазы может быть применено к антенне 0, и V-1 пилообразных изменений ненулевой фазы могут быть определены для антенн с 1 по V-1. Если обработку разнесения циклической фазы выполняют до предварительного кодирования, как изображено на фиг.3В, тогда V=L, и V антенн соответствуют L выбранным виртуальным антеннам. Если обработку разнесения циклической фазы выполняют после предварительного кодирования, как изображено на фиг.3А, тогда V=Т, и V антенн соответствуют Т физическим антеннам. Таким образом, размерность матрицы D(k) циклической задержки может зависеть от того, выполняют ли обработку разнесения циклической задержки до или после предварительного кодирования. Для пояснения большая часть следующего описания допускает, что обработку разнесения циклической задержки выполняют до предварительного кодирования, и D(k) имеет размерность L×L.

В одной схеме набор матриц циклической задержки может быть определен как:

Уравнение 10

где θ_m,ν - пилообразное изменение фазы для ν-ой антенны для m-ой задержки, а

D _m(k) - матрица циклической задержки для m-ой задержки.

В схеме, показанной в уравнении 10, пилообразное изменение фазы для каждой антенны может быть основано на произвольном значении циклической задержки. Матрица D _m(k) циклической задержки также может быть обозначена как Λ_m(k) или Λ_l(k).

В другой схеме множество матриц циклической задержки может быть определено как:

Уравнение 11

где τ_m - m-я задержка, которая также является шагом задержки между последовательными антеннами. В схеме, показанной в уравнении 11, значение τ_mν циклической задержки и пилообразное изменение фазы θ_mν для каждой антенны может быть выражено как:

Уравнение 12

Уравнение 13

Уравнение 11 является специальным случаем уравнения 10 с равномерным шагом τ_m для значений циклической задержки разных антенн. Равномерный шаг задержки может уменьшить служебную информацию сигнализации, поскольку значения циклической задержки с τ_m,0 по τ_m,L-1 всех L антенн могут быть определены на основании одного значения τ_m.

В одной схеме набор из М=3 задержек может быть определен таким образом, чтобы включать в себя следующее:

τ ₀ =0 для нулевой задержки,

Уравнение 14

τ ₁ =2 для малой задержки,

Уравнение 15

и

τ ₂ =K/L для большой задержки.

Уравнение 16

Малая задержка может быть использована, чтобы улучшить диаграмму направленности и усиление избирательного по частоте планирования, и может быть особенно выгодной для канала низкой мобильности, канала низкой геометрии, канала низкого ранга и т.д. Большая задержка может быть использована, чтобы улучшить усиление разнесения передачи, и может быть подходящей для канала высокой мобильности (например, для мобильной UE, двигающейся со скоростью 30 км/час или большей), канала высокой геометрии, канала высокого ранга, более грубой обратной связи во времени и по частоте и т.д. Большая задержка может обеспечивать такую же эффективность, что и нулевая задержка в канале низкой мобильности, что может увеличить надежность системы, когда информация обратной связи поступает с помехами. Геометрия связана с отношением сигнала к шуму и помехам (SINR). Низкая геометрия может соответствовать малым SINR, а высокая геометрия может соответствовать большим SINR. Ранг относится к числу виртуальных антенн, выбранных для использования, и также упоминается как порядок пространственного мультиплексирования. В одной схеме нулевая задержка или малая задержка может быть использована для передачи ранга-1, а большая задержка может быть использована для передачи ранга-2 или выше. Обработка разнесения циклической задержки с большой задержкой может выравнивать SINR L уровней, используемых для передачи данных.

Обычно матрицы циклической задержки могут быть определены для любого числа задержек и любой конкретной задержки. Например, матрицы циклической задержки могут быть определены для малой задержки τ_m=1 или некоторого другого значения, для большой задержки, меньшей K/L или большей K/L и т.д. Обычно малая задержка может быть любой задержкой, меньшей длины циклического префикса, а большая задержка может быть любой задержкой, большей длины циклического префикса. Для пояснения большая часть описания, приведенного ниже, относится к схеме, показанной в уравнениях с 14 по 16.

Таблица 1 предоставляет матрицы циклической задержки для нулевой задержки, малой задержки и большой задержки для разного числа уровней, когда матрицы циклической задержки применяют, как показано в уравнении 2. Аналогичная таблица может быть сгенерирована для матриц циклической задержки для нулевой задержки, малой задержки и большой задержки для разного числа физических антенн (Т), когда матрицы циклической задержки применяют, как показано в уравнении 1.

Матрица D(k) циклической задержки может быть применена в частотной области и может быть функцией поднесущей k. Обработка с D(k) в частотной области с равномерным шагом задержки τ_m может быть эквивалентна выполнению циклического сдвига τ_m∙ν выборок во временной области для антенны ν.

Для нулевой задержки с τ_m=0 матрицы D0(k) циклической задержки во втором столбце таблицы 1 являются идентичными матрицами. Следовательно, для каждой антенны не применяют пилообразное изменение фазы или циклическую задержку.

Для малой задержки с τ₁=2 каждая матрица D1(k) циклической задержки в третьем столбце таблицы 1 обеспечивает небольшое пилообразное изменение фазы (т.е. небольшой линейный сдвиг фазы) по К поднесущим в каждой антенне. Наклон пилообразного изменения фазы является разным для разных антенн, причем антенна 0 не имеет пилообразного изменения фазы, а антенна L-1 имеет наибольшее пилообразное изменение фазы. Применение пилообразного изменения фазы в частотной области эквивалентно выполнению циклического сдвига выборок в полезной части символа OFDM во временной области. Для τ₁=2 выборки в полезной части могут быть циклически сдвинуты на ноль выборок для виртуальной антенны 0, две выборки для виртуальной антенны 1, четыре выборки для виртуальной антенны 2, шесть выборок для виртуальной антенны 3 и т.д.

Для большой задержки с τ₂=K/L каждая матрица D2(k) циклической задержки обеспечивает большой линейный сдвиг фазы по К поднесущим в каждой антенне. Эквивалентно выборки в полезной части могут быть циклически сдвинуты на целое, кратное K/L число выборок (или целое, кратное K/L число выборок в полезной части) для каждой антенны.

Фиг.5А изображает разнесение циклической задержки с большой задержкой во временной области, соответствующее обработке с D2(k) в частотной области для L=2 антенн. Полезная часть может быть циклически сдвинута на ноль выборок для антенны 0 и на половину полезной части для антенны 1.

Фиг.5В изображает разнесение циклической задержки с большой задержкой во временной области, соответствующее обработке с D2(k) в частотной области для L=4 антенн. Полезная часть может быть циклически сдвинута на ноль выборок для антенны 0, на четверть полезной части для антенны 1, половину полезной части для антенны 2 и три четверти полезной части для антенны 3.

Фиг.5а и 5В иллюстрируют обработку временной области для разнесения циклической задержки, которая может быть применима, когда обработку разнесения циклической задержки выполняют после предварительного кодирования, как изображено на фиг.3А. Обработка частотной области для разнесения циклической задержки, т.е. как показано в уравнении 2, может применяться, когда обработка разнесения циклической задержки выполняется до предварительного кодирования, как изображено на фиг.3В.

Может быть желательным применять большую задержку в виртуальных антеннах до предварительного кодирования, например, как показано в уравнении 2 и изображено на фиг.3D. Выигрыш от предварительного кодирования может быть потерян, если большая задержка применяется в физических антеннах после предварительного кодирования. Нулевая задержка или малая задержка может быть применена либо в виртуальных антеннах до предварительного кодирования, например, как показано в уравнении 2, либо в физических антеннах после предварительного кодирования, например, как показано в уравнении 1.

Система может поддерживать выборочную перестановку виртуальной антенны (S-VAP), которая является комбинацией выборочной перестановки виртуальной антенны и уровня. Выборочная перестановка виртуальной антенны относится к выбору L наилучших виртуальных антенн для передачи данных из T доступных виртуальных антенн. Перестановка уровня относится к отображению символов данных для каждого уровня из L выбранных виртуальных антенн циклическим способом через К всех поднесущих. Перестановка уровня может обеспечить определенные преимущества, такие как (i) улучшенную эффективности вследствие увеличенного пространственного разнесения на уровень и (ii) уменьшенные служебной информации обратной связи вследствие схожих состояний канала, наблюдаемых всеми L уровнями. Перестановка уровня может достигаться с помощью отображения символов данных для каждого уровня в соответствующие поднесущие и виртуальные антенны, как описано ниже. Перестановка уровня также может быть явно достигнута с помощью выполнения обработки с D ₂(k) для большой задержки, пок