Способ передачи информации по каротажному кабелю

Способ передачи информации по каротажному кабелю

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Изобретение относится к области геофизических исследований буровых скважин, в частности к способам передачи сигналов измерения из скважины на поверхность, и может быть использовано в реализации протоколов связи цифровых связочных приборов.

Известен способ передачи информации от скважинного прибора к наземной аппаратуре, при реализации которого скважинный прибор питают переменным синусоидальным напряжением, а информацию передают с помощью время-импульсной модуляции. При этом момент генерации импульса зависит от кодируемого слова, а информационный параметр определяют временным сдвигом информационного импульса относительно начальной фазы питающего скважинный прибор переменного синусоидального напряжения (см. а.с. СССР №250073, МПК Е21В 47/12, опубл. 01.01.1969).

Использование известного способа позволяет увеличить мощность информационных импульсов, однако при этом одним из основных недостатков способа является необходимость передачи качественно разных импульсов, что не позволяет повысить помехоустойчивость телеизмерительной системы.

Известен способ передачи информации от скважинного прибора к наземной аппаратуре, при реализации которого скважинный прибор питают переменным синусоидальным током, например, от генератора, формируя при этом две последовательности широтно-модулированных импульсов, которые преобразуются в видеоимпульсы одной полярности. При этом фазовый сдвиг между двумя последовательностями импульсов зависит от кодируемого слова, а информационные параметры определяют временными интервалами между парами видеоимпульсов (см. а.с. СССР №713999, МПК Е21В 47/12, опубл. 05.02.1980).

Недостатком способа является низкая скорость передачи информации.

Известен способ передачи информации от скважинного прибора к наземной аппаратуре, при котором в скважинном приборе формируют стартовый и информационный импульсы, а также последовательность импульсов квантования. В наземной аппаратуре формируют вторую последовательность импульсов квантования и сравнивают с ней последовательность импульсов, передаваемых от скважинного прибора. Информационные параметры кодируют и, соответственно, определяют временным положением информационного импульса относительно стартового и импульсов квантования (см. а.с. СССР 985269, МПК Е21В 47/12, опубл. 30.12.1982).

Недостатком способа является необходимость передавать короткие прямоугольные импульсы, имеющие широкий спектр с высокочастотными компонентами, что ограничивает параметры используемого кабеля. Данный способ принят за прототип.

Передача аналогового сигнала (для оцифровки на поверхности) по грузонесущему геофизическому кабелю длиной порядка 5000 м ввиду его значительной электрической емкости приводит к значительным, трудно устранимым амплитудно- и фазочастотным искажениям, что затрудняет интерпретацию зарегистрированного геофизического материала, а также приводит к зашумливанию сигнала, что снижает общий динамический диапазон измерительного комплекса (скважинный прибор-канал связи - наземный регистрирующий комплекс). Использование цифровой телеметрии, свободной от указанных недостатков, для передачи этого сигнала до сих пор было затруднительно в силу сложности передачи по кабелю высокоскоростной телеметрии, обусловленной его значительной реактивностью (емкости).

Задачей изобретения является создание помехоустойчивого способа передачи информации с высокой скоростью по каротажному кабелю.

Технический результат заключается в увеличении количества информации, передаваемой в единицу времени, повышении помехоустойчивости, снижении требований к качеству геофизического кабеля и возможности увеличения его длины.

Поставленная задача решается тем, что способ передачи информации по каротажному кабелю включает формирование непрерывного сигнала, состоящего из набора сигналов. Каждый сигнал из набора представляет собой один период симметричного относительно нулевого уровня периодического сигнала, начальная и конечная точки которого определяются в месте достижения сигналом нулевого уровня. При этом значения периода, и/или амплитуды, и/или фазы периодического сигнала выбирают из дискретных множеств, сформированных для периода, амплитуды и фазы соответственно. Общее число элементов множеств более двух, их комбинацией кодируют единицу передаваемой информации, а на выходе из каротажного кабеля зарегистрированный сигнал декодируют по значениям его периода, и/или амплитуды, и/или фазы. Симметричный относительно нулевого уровня периодический сигнал имеет форму последовательности биполярных импульсов.

Заявляемый способ реализуется следующим образом.

Весь массив информации, подлежащий передаче, представляют в виде непрерывной последовательности бит. Полученный массив (блок данных) размером N бит разбивают на отрезки длиной K бит, где K<=N. Удобно выбрать K так, чтобы выполнялось условие K=2^x, где х - целое, из ряда 1, 2, 3…. Для передачи информации используют любой периодический сигнал: синусоидальный, прямоугольный (меандр), трапецеидальный, треугольный или иной формы, уравновешенный относительно нулевой линии амплитуды, т.е. с нулевой постоянной составляющей. Форму периодического сигнала целесообразно выбирать из соображений минимализации спектра сигнала (что позволяет либо увеличить скорость передачи информации при заданной линии связи, либо увеличить длину линии связи при сохранении заданной скорости), либо из удобства декодирования. Для кодирования информации в несущем сигнале модулируют один или несколько параметров, характеризующих этот периодический сигнал, т.е. амплитуду, частоту или фазу, получая соответственно амплитудно-, частотно-, фазомодулированный или комбинированный - амплитудно-частотный, амплитудно-фазовый и фазово-частотный модулированный сигнал. Модуляции (манипуляции, поскольку модулирующий параметр выбирается из дискретного множества размером К, являющегося, в свою очередь, подмножеством множества размером N всех бит, подлежащих передаче) подвергают обе полуволны (положительную и отрицательную) периодического сигнала, чтобы не нарушать симметрию сигнала (не вызвать появление постоянной составляющей). Каждый период периодического сигнала (последовательно расположенные положительная и отрицательная полуволны) является самостоятельной единицей информации и кодирует число из очередного подмножества размерностью K. Таким образом, один период периодического сигнала передает количество информации K бит, а не 1 бит, как в известных способах. Для обеспечения возможности декодирования сигнала перед ним формируют детерминированную настроечную последовательность, закодированную первым и последним модулирующим параметром из множества K. Измеряя параметры сигнала настроечной последовательности (амплитуду, частоту, фазу), восстанавливают значения первого и последнего модулирующего параметра, а значения остальных (K-2) модулирующих параметров вычисляют линейной интерполяцией. Далее, измеряя для каждого периода информационного сигнала амплитуду, частоту или фазу, определяют модулирующий параметр (принимающий одно значение из K), а т.к. K модулирующих параметров кодируют K бит информации, извлекают передаваемую информацию - число из соответствующего подмножества размерностью K всего массива информации размером N бит.

Промышленную применимость демонстрируют два примера устройств для обслуживания геофизических скважин, реализующие два метода кодирования информации - с использованием амплитудной модуляции и с использованием частотной модуляции. В первом случае реализации телеметрии для скважинной аппаратуры выбран синусоидальный периодический сигнал с амплитудной модуляцией и 16-тью уровнями амплитуды от 2 до 8 В (4 двоичных бита за один период сигнала 50 кГц, см. фиг.1). Битовая скорость при этом составляет 50 кГц * 4 бита=200 кбит/с. Во втором случае выбран прямоугольный симметричный сигнал (меандр, см. фиг.2) с частотной модуляцией. Выбор прямоугольного сигнала в этом случае обусловлен большей точностью измерения периода при крутом фронте сигнала.

Пример 1.

Описанный метод передачи информации был применен в скважинном приборе акустической цементометрии. Прибор состоит из зондовой части и модуля электроники. Зондовая часть, структурная схема которой представлена на фиг.3, содержит в себе генератор, магнитострикционный излучатель мощных акустических ультразвуковых импульсов, два пьезокерамических приемника-микрофона, два АЦП (аналого-цифровых преобразователя), ЦАП (цифроаналоговый преобразователь). Генератор формирует мощные импульсы возбуждения магнитострикционного излучателя. Первый приемник расположен на расстоянии L1=1 м от излучателя, второй - на расстоянии L1+L2=1.5 м от излучателя. Излучатель и приемники расположены в акустическом изоляторе, т.е. на основании, имеющем высокий коэффициент акустического затухания и малую скорость звука, не превышающую скорость звука в скважинном флюиде, омывающем прибор (1500 м/с). Измеряемыми параметрами являются время прохождения сигнала от излучателя до каждого из приемников, разница во времени регистрации сигнала различными приемниками, амплитуда зарегистрированного приемником сигнала, а также отношение измеренных различными приемниками амплитуд. Рабочая частота прибора 20±2 кГц. Наблюдение сигнала производится в окне длительностью 4 мс (до 8 мс) от момента излучения, дискретность оцифровки сигнала должна быть выбрана из диапазона 2…5 мкс, для чего два 16-разрядных АЦП (нормирующий усилитель подразумевается в составе) должны иметь время преобразования + время передачи данных не более 2 мкс. Необходимо применение быстродействующего ЦАП с не менее чем 10-тью разрядами (4 разряда используются для модуляции амплитуды, остальные - для формирования собственно синусоиды). Требования к ЦАП можно снизить, если выполнить модулятор по структурной схеме, изображенной на фиг.4 (в обеих реализациях используются четырехквадрантные ЦАП). В этом случае ЦАП2 формирует непрерывную цифровую синусоиду, а ее амплитуда задается подачей определенного уровня опорного напряжения Uref, сформированного модулирующим ЦАП1. При этом быстродействие этого ЦАП может быть ниже примерно на порядок, а разрядность соответствовать количеству разрядов модуляции, т.е. в нашем случае достаточно 4-разрядного ЦАП. Требования к ЦАП2 также в этом случае ниже, или он даже может быть заменен синусоидальным генератором. В последнем случае требуется либо жесткая синхронизация этого генератора от управляющего микроконтроллера, либо синхронизация микроконтроллера от генератора. Фаза модулирующего напряжения должна быть жестко привязана к фазе модулируемого, так как модуляции подвергается каждый период несущей волны индивидуально и независимо от других периодов.

Прошедший по каротажному кабелю (линии связи) сигнал принимают и извлекают из него информацию. Для этого сначала восстанавливают форму сигнала, что необходимо для корректного декодирования, так как линия связи искажает его форму. Для восстановления исходной формы принятого сигнала его пропускают через корректирующий фильтр с частотной характеристикой, обратной частотной характеристике линии связи. Поскольку в общем случае потери в линии связи и ее АЧХ (амплитудно-частотная характеристика) заранее неизвестны, для калибровки приемника в начале каждого блока данных следует передавать некоторую детерминированную последовательность данных. В качестве такой последовательности выбрана последовательность следующего вида: FFFFF000000FFFFF (фиг.5), где F - 0×0f, один период максимальной амплитуды, 0 - 0×00, один период минимальной амплитуды. Промежуточные значения вычисляются линейной интерполяцией между максимальным и минимальным уровнями после внесения поправок на влияние АЧХ линии связи. АЧХ корректируется форсирующим звеном первого порядка, коэффициент которого выбирается из условия максимального равенства амплитуд сигнала при передаче последовательностей FFFFF и 000000 (заголовок пакета). При нескорректированной АЧХ первый 0 после последовательности F имеет завышенную относительно номинала амплитуду, первый символ F после передачи последовательности 0 имеет заниженную относительно номинала амплитуду. После коррекции АЧХ линии эти искажения минимальны, что и является признаком нормальной коррекции. Дополнительный контроль достоверности принятого блока данных может быть обеспечен любым из известных методов верификации данных - передачей вместе с блоком данных некой контрольной суммы и т.п.

Обоснование достижения технического результата.

Требуемая пропускная способность телеметрии определяется исходя из дискретности исследования (записи), которая обычно составляет 0.2 м, а в интервале детального исследования - 0.1 м. Скорость каротажа (движения прибора) не более 1200 м/ч, что соответствует примерно 0.3 м/с. Таким образом, обеспечивается обновление информации с прибора не менее 3 раз в секунду для интервала детальных исследований и полутора раз в секунду - для обычного исследования. Динамический диапазон прибора по каналу затухания должен составлять не менее 60 дБ. Для обеспечения требуемого динамического диапазона с учетом вариации амплитуды сигнала в пределах волнового пакета выбран 16-разрядный АЦП. Согласно «Технической инструкции по проведению геофизических исследований и работ приборами на кабеле в нефтяных и газовых скважинах» (РД 153-39.0-072-01) выбраны следующие параметры: длительность сигнала оцифровки приемников - 4 мс, дискретность оцифровки - 4 мкс. Это позволяет производить 1000 отсчетов на канал, 2000 отсчетов на оба канала (ближний и дальний приемники), а с учетом 16-разрядных АЦП - 4000 байт.

Как уже отмечалось выше, битовая скорость предлагаемой телеметрии составляет 200000 бит/с, с учетом того, что байт состоит из 8 бит, получим скорость обновления информации, равную 200000/8/4000=6.25 раз в секунду. Такие характеристики более чем вдвое превосходят требования к скорости передачи данных, даже для интервала детального исследования. Это дает возможность либо дальше уменьшать дискретность оцифровки, либо увеличить длительность сигнала оцифровки приемников, либо просто обеспечивает избыточность информации для компенсации ее выпадения в условиях плохого приема.

Пример 2.

Возможна реализация заявляемого способа в приборе, использующем частотную модуляцию выходного сигнала. Целесообразность его использования обусловлена более простой реализацией: аппаратную реализацию ШИМ (широтно-импульсного модулятора) обеспечивает абсолютное большинство серийных микроконтроллеров, ключевой выходной каскад схемотехнически проще в реализации, чем высоколинейный аналоговый усилитель. К преимуществам по сравнению с примером 1 относятся следующие лучшие эксплуатационные характеристики - прибор стабильнее работает в более широком диапазоне температур, имеет больший КПД (т.е. меньшее тепловыделение, что актуально при использовании сосудов Дюара), к тому же частотно-модулированный сигнал подвержен меньшим искажениям в линии, чем амплитудно-модулированный.

Структурная схема прибора, реализующего этот принцип передачи информации, представлена на фиг.6 и представляет собой полную аналогию с зондовой частью из примера 1, за исключением использования ШИМ вместо ЦАП. Для разных условий передачи (различные длина, марка, техническое состояние грузонесущего геофизического кабеля - линии связи, различный уровень индустриальных помех и пр.) выбраны различные частоты передачи и шаг изменения периода для единицы информации. В данном примере описан вариант, работающий практически с любым из протестированных видов кабеля, длиной порядка 5500 м. Генератор формирует мощные импульсы возбуждения магнитострикционного излучателя. Два 16-разрядных АЦП (нормирующий усилитель подразумевается в составе) имеют время преобразования + время передачи данных не более 2 мкс, ШИМ имеет разрядность не менее чем (N+2), где N - количество кодируемых бит в одном периоде. Дополнительные биты требуются для уменьшения кратности отношения Tmax/Tmin, т.е. сужения индекса модуляции и полосы занимаемых частот. Для передачи слова 0×0f используется период прямоугольного симметричного сигнала (меандр) длительностью 30 мкс, шаг изменения периода на каждый бит передаваемой информации - 600 нс, таким образом слово 0×00 кодируется периодом 21 мкс (0×01 - периодом 21,6 мкс, 0×02 - 22,2 мкс и т.д., см. фиг.2). Прямоугольная форма сигнала облегчает точное измерение периода на приемной стороне. Однако при передаче сигнала по линии, имеющей значительную емкость, форма сигнала существенно искажается. В данном случае, так же как и в случае с амплитудно-модулированным сигналом, необходимо восстановление сигнала путем пропускания его через фильтр, имеющий передаточную функцию обратную передаточной функции линии связи. Для подстройки коэффициентов этого фильтра в начале каждого пакета данных передают настроечную детерминированную последовательность данных. В данном случае использована та же последовательность, что и в предыдущем варианте - FFFFF000000FFFFF, где F - периодический сигнал прямоугольной формы с периодом 30 мкс, 0 - аналогичный сигнал с периодом 21 мкс. Для высококачественных (обладающих малой реактивностью, низким уровнем шумов и наводок) или более коротких линий связи период сигнала и (или) шаг изменения периода может быть существенно уменьшен, что ведет к пропорциональному увеличению скорости передачи информации.

Таким образом, в измерительном комплексе, состоящем из скважинного прибора, линии связи (геофизического грузонесущего кабеля) и наземного регистрирующего комплекса, преодолено ограничение на пропускную способность, накладываемое линией связи. В результате стало возможным использование цифровой телеметрии вместо аналоговой передачи данных, что позволяет повысить качество измерений, организовать передачу дополнительной служебной и технологической информации, повысить функциональность прибора и улучшить его эргономические показатели.

Примеры реализации способа.

Дискретное множество для кодирования информации при передаче ее по каротажному кабелю может иметь следующий вид.

Таблица 1
Передаваемое значение	Амплитуда сигнала, В
0	2.0
1	2.4
2	2.8
3	3.2
4	3.6
5	4.0
6	4.4
7	4.8
8	5.2
9	5.6
10	6.0
11	6.4
12	6.8
13	7.2
14	7.6
15	8.0

Как видно из Таблицы 1, каждому элементу дискретного множества, состоящего из 16-ти (в этом примере) элементов 0…15 поставлено в соответствие число, определяющее амплитуду напряжения на выходе передатчика. То есть любое число из диапазона 0…15 может быть передано путем одного единственного периода колебания несущей частоты. Например, если выбрана несущая частота, равная 50 кГц (20 мкс период), то за время, равное 20 мкс, будет передано любое число из этого диапазона. Двоичное представление произвольного числа из этого диапазона занимает четыре бита. Таким образом каждый байт передаваемой информации может быть представлен двумя четырехбитовыми нибблами и передан двумя периодами несущей частоты. Передача байта для указанного случая займет 40 мкс, что соответствует битовой скорости 200 кбит/сек (или 25 кбайт/сек), при этом физически сигнал в линии будет представлен двумя периодами несущей, возможно, разной амплитуды - в соответствии со значениями из Таблицы 1, частотой всего 50 кГц. Полученный спектр сигнала находится в полосе пропускания геофизического кабеля и позволяет осуществить передачу информации на требуемое расстояние (порядка 5500 м и более) с заявленной скоростью с высокой степенью достоверности (для сравнения - используемый повсеместно для аналогичных целей фазоманипулированный код «Манчестер II» потребовал бы для достижения этой скорости передачи данных существенно более широкого спектра частот с несущими частотами 200 кГц и 100 кГц, что превышает частотные возможности применяемых грузонесущих геофизических кабелей). Весь массив передаваемой информации делится последовательно на четырехбитовые фрагменты (для рассматриваемого случая), каждому получившемуся числу ставится в соответствие амплитуда выходного сигнала, и осуществляется последовательная передача периодическим сигналом, амплитуда каждого периода которого определяется передаваемым значением в соответствии с Таблицей 1, а в пределах периода выполняется симметрия сигнала относительно нулевой линии. В общем случае число бит, определяющих амплитуду (в рассматриваемом случае - амплитуду, в общем случае - еще и фазу и (или) частоту периодического сигнала, а также их комбинации), может быть иным, так же как и соответствующие им амплитуды выходного сигнала и (или) частоты несущей или ее формы.

Таблица 2
Передаваемое значение	Амплитуда сигнала, В
0	2
1	4
2	6
3	8

Таблица 2 иллюстрирует кодировку двух двоичных бит информации одним периодом несущей, т.е. каждому элементу дискретного множества входных (передаваемых) значений соответствует определенное значение амплитуды выходного сигнала, в нашем случае 2, 4, 6 или 8 вольт.

Аналогично можно показать соответствие амплитуды (а также частоты, фазы, их комбинации) выходного периодического сигнала входному дискретному множеству произвольного размера.

Рассмотрим прием кодированного таким способом сигнала.

При передаче по физической линии связи сигнал подвергается различного рода искажениям. Рассмотрим наиболее существенные из них.

Затухание сигнала. При прохождении сигнала по линии связи он испытывает затухание, т.е. амплитуда сигнала на входе приемника не соответствует (меньше) амплитуде сигнала на выходе передатчика. Для случая фазо- и частотно-модулированного сигнала это не имеет значения, лишь бы сохранялось достаточное соотношение сигнал/шум, для случая амплитудно-модулированного сигнала необходима предварительная калибровка приемника. Для этого каждый пакет данных предваряется заголовком, содержимое которого строго детерминировано, т.е. известно приемнику, и содержит либо все возможные дискретные уровни сигнала, либо, в простейшем случае, только максимальное и минимальное возможные значения, промежуточные получаются интерполяцией этих значений. Таким образом, максимальное значение сигнала в вольтах (в некотором доверительном интервале) из заголовка ставится в соответствие старшему элементу дискретного множества значений, минимальное - младшему, расчитанные (или принятые - если заголовок предполагает их передачу) промежуточные значения - соответствующим элементам этого множества.

Грузонесущий геофизический кабель имеет существенную (в актуальном диапазоне частот) реактивность (прежде всего - емкость), поэтому сигнал подвергается еще частотным искажениям. Проявляется этот так, что следующий после импульса большой амплитуды импульс имеет на входе приемника завышенную амплитуду, а следующий за импульсом низкой амплитуды - заниженную. Устранить этот недостаток можно либо введением предкомпенсации в передаваемый сигнал, либо скорректировать сигнал принимаемый, пропустив его через фильтр, частотная характеристика которого обратна частотной характеристике линии связи (грузонесущего геофизического кабеля). Оба метода были опробованы и оказались работоспособными. Однако метод, основанный на предкомпенсации, требует двустороннего канала связи (так как в основе его лежит интерактивный алгоритм вычисления уровня предкомпенсации), что в ряде случаев неприемлемо, поэтому остановились на втором методе - компенсации искажений сигнала с помощью фильтра с частотной характеристикой, обратной характеристике линии связи. Частотная характеристика реального канала связи достаточно сложна, но основной вклад в искажение сигнала вносит составляющая первого порядка, и с достаточной для практического применения точностью можно считать, что геофизический кабель является апериодическим звеном первого порядка с передаточной функцией 1/(Тр+1). В таком случае формирующий фильтр приемника должен представлять собой форсирующее звено первого порядка Тр+1. В случае равенства постоянных времени Т линии связи и форсирующего звена восстановленный сигнал имеет минимальные искажения. (В качестве примера приведу регулировку частотной компенсации делителя напряжения осциллографа: на вход делителя подается сигнал прямоугольной формы и, регулируя диэлектрической отверткой подстроечную емкость нижнего плеча делителя, добиваются на экране осциллографа сигнала, максимально приближенного к прямоугольной форме. В случае недостаточной емкости нижнего плеча делителя на переднем фронте сигнала будет выброс, в случае избыточной - фронт будет завален, чему в нашем случае соответствует либо завышенная амплитуда импульса, следующего за импульсом большой амплитуды, либо заниженная - для импульса, следующего за импульсом низкой амплитуды). Для возможности такой компенсации в начале каждой пачки данных передается заголовок, представляющий собой детерминированную последовательность символов (в нашем случае последовательность из пяти импульсов максимальной амплитуды, шести импульсов минимальной амплитуды, и опять из пяти импульсов максимальной амплитуды), за которой непосредственно следует информационный пакет. Приемник изменяет постоянную времени Т форсирующего звена Тр+1 в ту сторону и до тех пор, пока амплитуды импульсов большой амплитуды в заголовке не станут максимально равны между собой, и амплитуды импульсов низкой амплитуды не станут максимально равны между собой, то есть огибающая этого сигнала не станет максимально прямоугольной формы, без выбросов и завалов.

Теперь рассмотрим случай частотной дискретной модуляции.

Как видно из Таблицы 3, каждому элементу дискретного множества, состоящего из 16-ти (в этом примере) элементов 0…15, поставлено в соответствие число, определяющее период напряжения на выходе передатчика. То есть любое число из диапазона 0…15 может быть передано путем одного единственного периода колебания несущей частоты. Двоичное представление произвольного числа из этого диапазона занимает четыре бита. Таким образом каждый байт передаваемой информации может быть представлен двумя четырехбитовыми нибблами и передан двумя периодами несущей частоты. Время передачи ниббла информации зависит от передаваемого значения, но отношение максимальной длительности периода сигнала к минимальному выбрано небольшим, что позволяет уместить спектр сигнала в частотную полосу пропускания геофизического грузонесущего кабеля.

Таблица 3
Передаваемое значение	Период сигнала, мкс
0	21.0
1	21.6
2	22.2
3	22.8
4	23.4
5	24.0
6	24.6
7	25.2
8	25.8
9	26.4
10	27.0
11	27.6
12	28.2
13	28.8
14	29.4
15	30.0

В рассматриваемом примере время передачи одного байта информации может варьироваться от 42 мкс в случае передачи байта 0×00 до 60 мкс в случае передачи байта 0×ff. Таким образом получаем гарантированную битовую скорость не менее 1/60 мкс * 8 бит=133,(3) Кбит/с.

Таблица 4
Передаваемое значение	Период сигнала, мкс
0	21.0
1	21.6
2	22.2
3	22.8

Таблица 4 иллюстрирует кодировку двух двоичных бит информации одним периодом несущей, т.е. каждому элементу дискретного множества входных (передаваемых) значений соответствует определенное значение периода выходного сигнала, в нашем случае 21; 21,6; 22,2 или 22,8 микросекунд.

Прием кодированного таким образом сигнала осуществляется измерением в некотором доверительном интервале периода сигнала на входе приемника и сопоставлением его с левым столбцом таблицы, т.е. с «передаваемым значением».

Измерение периода сигнала со стороны приемника затруднено тем обстоятельством, что геофизический кабель имеет значительную реактивность, прежде всего - емкость, которая в рассматриваемом диапазоне частот оказывает существенное влияние на информационный сигнал. Методы снижения ее воздействия аналогичны рассмотренным выше при приеме амплитудно-модулированного сигнала. Каждый пакет данных предваряется заголовком, информация в котором строго детерминирована. Информационный сигнал подвергается интегрированию емкостью линии связи, таким образом амплитуда близкого к треугольной форме сигнала на входе приемника становится пропорциональной его длительности. Подстройка параметров формирующего фильтра производится аналогично случаю амплитудно-модулированного сигнала - по минимуму искажений огибающей заголовка.

Рассмотрим теперь пример комбинированной - амплитудно-частотной дискретной модуляции. Чтобы не загромождать пояснение, рассмотрим таблицу минимального размера - кодируем два бита с помощью амплитудной модуляции, и два бита - с помощью частотной. Одновременно.

В таблице 5 проиллюстрирован один из возможных способов комбинированной (в данном случае - амлитудно-частотной) дискретной модуляции. Каждому элементу дискретного множества передаваемых значений ставится в взаимно-однозначное соответствие комбинация двух физических параметров выходного сигнала - амплитуды и периода. При приеме осуществляется обратное преобразование - для каждой пары измеренных значений амплитуда-длительность находится однозначно соответствующее этой паре число из множества передаваемых значений. При этом ввиду неизбежных амплитудных искажений сигнала в линии связи следует производить обязательную калибровку приемника по детерминированному заголовку, такому же, как и в случае приема чисто амплитудно-модулированного сигнала.

Применение комбинированной модуляции позволяет достичь большей битовой скорости в той же полосе частот, но требует усложнения аппаратной части передатчика и, возможно, приемника.

Таблица 5
Передаваемое значение	Амплитуда сигнала, В	Период сигнала, мкс
0	2	21.0
1	4	21.0
2	6	21.0
3	8	21.0
4	2	21.6
5	4	21.6
6	6	21.6
7	8	21.6
8	2	22.2
9	4	22.2
10	6	22.2
11	8	22.2
12	2	22.8
13	4	22.8
14	6	22.8
15	8	22.8

1. Способ передачи информации по каротажному кабелю, характеризующийся тем, что формируют массив информации, подлежащей передаче, в виде непрерывной последовательности множества размером N бит, которое разбивают на дискретное подмножество размером K бит, где K<=N, для передачи непрерывной последовательности множества N бит используют периодический сигнал с периодом, симметричным относительно нулевого уровня периодического сигнала, начальная и конечная точки которого определяются в месте достижения сигналом нулевого уровня, при этом значения периода и/или амплитуды и/или фазы периодического сигнала выбирают в соответствии с дискретным множеством размерностью K=2^X, где Х=1, 2, 3…, причем каждый период является самостоятельной единицей информации, с помощью которой кодируют число из очередного подмножества размерностью K бит, на выходе из каротажного кабеля измеряют для каждого периода принятого сигнала амплитуду, период или фазу, определяют соответствующий параметр из подмножества K и извлекают число из соответствующего подмножества размерностью K всего массива информации размером N бит.

2. Способ по п.1, характеризующийся тем, что один период симметричного относительно нулевого уровня периодического сигнала имеет форму биполярного импульса.