Способ оценки сдвига несущей частоты в восходящем канале для беспроводных телекоммуникационных систем

Способ оценки сдвига несущей частоты в восходящем канале для беспроводных телекоммуникационных систем

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Изобретение относится к радиотехнике, в частности к способам оценки частоты в восходящем канале (uplink), и может быть использовано в аппаратуре базовых станций на базе стандарта 802.16, например в системе mobile WiMAX, а также в других беспроводных телекоммуникационных системах, использующих OFDM сигналы.

Известен способ синхронизации приема сигналов (патент US 5,8125,23 С1, 22.09.1998, H04J 11/00). В этом способе частотную синхронизацию выполняют по пилот-сигналу, состоящему из двух повторяющихся частей. Для оценки временной задержки и частотного сдвига сигнала вычисляют комплексное произведение значений комплексно-сопряженного принимаемого сигнала и принимаемого сигнала, задержанного на половину пилот-сигнала. Затем в скользящем окне длительностью, равной половине пилот-сигнала, вычисляют среднее значение полученных произведений. По временному положению максимального значения модуля и фазе комплексного значения произведения, соответствующего этому максимальному модулю, оценивают временную задержку и частотный сдвиг соответственно.

Недостатком этого технического решения является то, что и начальная, и уточненная оценки сдвига частоты определяются по двум пилот-сигналам, что при низких отношениях сигнал/шум и частотно-селективных замираниях приводит к ухудшению характеристик оценки параметров сигналов.

Наиболее близким к заявляемому способу является способ оценки сдвига частоты в восходящем канале (uplink), в беспроводных коммуникационных системах (патент US 7,949,034 С1, Н04В 1/69, 24.05.2011). В этом способе оценку сдвига несущей частоты в восходящем канале (uplink) проводят с помощью двух одинаковых последовательных OFDM (Orthogonal frequency-division multiplexing) символов. Для оценки частотного сдвига принимают первый символ, вычисляют максимум корреляционной функции первого символа, далее принимают второй символ и также вычисляют максимум корреляционной функции второго символа, после чего оценку сдвига частоты получают путем деления максимума корреляционной функции второго символа на максимум корреляционной функции первого символа и полученное отношение делят на 2π.

Недостатком данного способа является то, что оценки сдвига частоты определяются по двум одинаковым последовательным OFDM символам (ranging code), что не позволяет достаточно точно оценить сдвиг частоты при низких отношениях сигнал/шум и частотно-селективных замираниях.

Основной технической задачей, на решение которой направлено предлагаемое техническое решение, является повышение точности оценки сдвига несущей частоты.

Основная техническая задача достигается тем, что в способе оценки сдвига несущей частоты в восходящем канале, включающем прием двух одинаковых OFDM символов, вычисление максимума корреляционной функции каждого OFDM символа, деление максимума корреляционной функции второго OFDM символа на максимум корреляционной функции первого OFDM символа и последующее деление полученного значения на 2π, согласно предложенному решению дополнительно введены два одинаковых последовательных OFDM символа, причем первый и второй OFDM символы содержат код X, третий и четвертый OFDM символы содержат код Х+1, после обнаружения первого OFDM символа и определения времени задержки, вычисляют взаимную корреляционную функцию с опорной последовательностью, далее принимают второй, третий и четвертый OFDM символы и вычисляют взаимную корреляционную функцию для каждого из них, далее определяют максимумы взаимных корреляционных функций первого, второго, третьего и четвертого OFDM символов, в пределах главного пика, и суммируют максимум взаимной корреляционной функции первого OFDM символа с комплексно сопряженным максимумом взаимной корреляционной функции второго OFDM символа, аналогично суммируют максимумы взаимных корреляционных функций второго и третьего OFDM символов, а также третьего и четвертого OFDM символов, затем вычисляют разность фаз между первым и вторым OFDM символами путем деления мнимой части суммы взаимной корреляционной функции первого OFDM символа с комплексно сопряженным максимумом взаимной корреляционной функции второго OFDM символа на действительную часть этой суммы, далее аналогично определяют разность фаз между вторым и третьим OFDM символами и между третьим и четвертым OFDM символами, и усредняют разность фаз между первым и вторым, вторым и третьим, третьим и четвертым OFDM символами, полученное усредненное значение делят на 2π и на длительность OFDM символа.

Изобретение поясняется чертежами, где на фиг.1 представлена функциональная схема для реализации предлагаемого способа, на фиг.2 приведена структура OFDM символов, по которым производится оценка несущей частоты.

Функциональная схема включает блок прием сигнала и оценку времени задержки сигнала 1, генератор опорного сигнала 2, блоки вычисление временной взаимной корреляционной функции опорного и принятого сигналов 3, 4, 5, 6, блоки поиска максимума временной взаимной корреляционной функции (ВКФ) ВКФ 7, 8, 9, 10, блоки суммирования максимумов ВКФ 11, 12, 13, блоки вычисления разностей фаз 14, 15, 16, блоки оценки сдвига частоты между символам 17, 18, 19, блок оценки сдвига частоты несущей 20.

Способ осуществляется следующим образом.

Абонентская станция (АС) формирует Initial ranging (IR), представленный на фиг.2, содержащий четыре последовательных OFDM символа, первые два из которых одинаковы и содержат в себе код X (Code X) и вторые из которых одинаковы и содержат в себе код Х+1 (Code Х+1). Initial ranging сигнал формируется путем преобразования входного потока данных (CDMA-код) в BPSK-код и последующую запись BPSK-кода как спектральных коэффициентов обратного дискретного преобразования Фурье (ОДПФ)

C_k=I_k+j0.

После обработки подготовленного массива с помощью ОДПФ формируются отсчеты квадратурных составляющих (комплексный сигнал):

А(n)=IFFT[C_k=I_k+j0]=I(n)+jQ(n),

где I(n)=I(-n) и Q(n)=-Q(-n).

На базовую станцию (БС) поступает сигнал:

,

где ⊗ - знак свертки;

h(n,l) - импульсная характеристика канала РРВ.

При моделировании способа нами использованы характеристики шестилучевого канала, приведенные в таблице.

где γ_i(n), m_i(n) - зависящие от времени комплексные коэффициенты пропорциональности и зависящие от времени задержки лучей, причем в γ_i(n) входит смещение частоты в пределах , Ts-интервал ортогональности и случайная фаза (-π…π).

Характеристики канала связи
Номер луча	Канал Б
	Относительная	Средняя мощность
1	0	0
2	200	-0,9
3	800	-4,9
4	1200	-8,0
5	2300	-7,8
6	3700	-23,9

В приемной части OFDMA системы полезная часть принятого сигнала описывается выражением

где k - количество лучей;

- задержка в i-м луче;

- нормированное смещение частоты.

Применяя прямое дискретное преобразование Фурье (FFT) к , получаем спектральное представление полезной части принятого сигнала:

Опорный генератор формирует BPSK-код, совпадающий с BPSK-кодом в принимаемом сигнале, для каждого принимаемого OFDM символа. Перемножаем BPSK-код опорного генератора с комплексно сопряженным BPSK-кодом принятого сигнала для первого, второго, третьего и четвертого OFDM символов. Применив обратное дискретное преобразование Фурье к произведению комплексно сопряженного BPSK-кода генератора опорной последовательности и спектра с таким же BPSK-кодом, принятым от АС, получаем отсчеты ВКФ R(n), связывающей между собой принятый и опорный коды:

После обнаружения OFDMA сигнала, измерения временной задержки выбранного луча, значение ВКФ для него в точке приближенно представлено как:

,

где ,

,

φ_γ - случайная фаза,

- оценка времени задержки сигнала,

T_s - длительность OFDM символа.

Тогда оценка смещения частоты запишется как:

В оценку частоты Δf входит случайная фаза сигнала φ_γ, поэтому получить однозначную оценку сдвига частоты по одному OFDM символу IR сигнала невозможно. Для однозначной оценки частоты применяются разностные схемы, и использованы свойства симметрии IR сигнала (фиг 2).

Из фиг.2 видно, что код первой пары симметричных OFDM символов отличается от кода второй пары симметричных OFDM символов. Так как OFDM символы имеют малую длительность, то многолучевой канал РРВ, который воздействует на две пары OFDM символов, остается неизменным и случайная фаза φ_γ, вносимая этим каналом, будет одинакова для всех OFDM символов. Чтобы исключить случайную фазу φ_γ, определяют ВКФ для всех принятых OFDM символов с опорными последовательностями, после чего суммируются максимумы двух ВКФ (один из которых является комплексно сопряженным) в пределах главного пика, который определяют при условии, что известна информация о временной задержке сигнала .

После чего, оценку несущей частоты производят путем вычисления разности фаз Δφ между соседними OFDM символами:

где Δφ₁₂, Δφ₂₃, Δφ₃₄ - разность фазы между соседними символами;

Im и Re - значения мнимой и действительной частей перемножения ВКФ одного OFDM символа с комплексно сопряженной ВКФ соседнего. Значение сдвига несущей частоты Δf рассчитывается:

где T_b - длительность OFDMA символа.

Функциональная схема, изображенная на фиг.1, реализовывает предложенный способ, описанный выше.

Повышение точности оценки сдвига несущей частоты при низких отношениях сигнал/шум в предлагаемом способе достигается за счет использования четырех последовательных символов и составляет порядка 35% по сравнению со способом прототипом.

Способ оценки сдвига несущей частоты в восходящем канале, включающий прием двух одинаковых последовательных OFDM символов, вычисление максимума корреляционной функции каждого OFDM символа, деление максимума корреляционной функции второго OFDM символа на максимум корреляционной функции первого OFDM символа и последующее деление полученного значения на 2π, отличающийся тем, что дополнительно введены два одинаковых последовательных OFDM символа, причем первый и второй OFDM символы содержат код X, третий и четвертый OFDM символы содержат код Х+1, после обнаружения OFDM первого символа и определения времени задержки вычисляют взаимную корреляционную функцию с опорной последовательностью, далее принимают второй, третий и четвертый OFDM символы и вычисляют взаимную корреляционную функцию для каждого из них, далее определяют максимумы взаимных корреляционных функций первого, второго, третьего и четвертого OFDM символов в пределах главного пика и суммируют максимум взаимной корреляционной функции первого OFDM символа с комплексно сопряженным максимумом взаимной корреляционной функции второго OFDM символа, аналогично суммируют максимумы взаимных корреляционных функций второго и третьего OFDM символов, а также третьего и четвертого OFDM символов, затем вычисляют разность фаз между первым и вторым OFDM символами путем деления мнимой части суммы взаимной корреляционной функции первого OFDM символа с комплексно сопряженным максимумом взаимной корреляционной функции второго OFDM символа на действительную часть этой суммы, далее аналогично определяют разность фаз между вторым и третьим OFDM символами и между третьим и четвертым OFDM символами и усредняют разность фаз между первым и вторым, вторым и третьим, третьим и четвертым OFDM символами, полученное усредненное значение делят на 2π и на длительность OFDM символа.