Управление лучом и формирование луча для широкополосных мвмв/мвов-систем

Управление лучом и формирование луча для широкополосных мвмв/мвов-систем

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Область техники

Настоящее изобретение относится к передаче данных, более конкретно к способам управления лучом и формирования луча для широкополосных систем с множеством входов и множеством выходов или с множеством входов и одним выходом (МВМВ/МВОВ).

Уровень техники

Система связи с множеством входов и множеством выходов (МВМВ) использует для передачи данных множество (N _T) передающих антенн и множество (N _R) приемных антенн. МВМВ-канал, формируемый посредством N _T передающих и N _R приемных антенн, может разбиваться на N _S независимых каналов, причем N _S ≤min{N _T, N _R}. Каждый из N _S независимых каналов также называется пространственным подканалом или собственной модой МВМВ канала.

Система связи с множеством входов и одним выходом (МВОВ) использует множество (N _T) передающих антенн и единственную (N _R) приемную антенну для передачи данных. МВОВ канал, формируемый N _T передающими антеннами и единственной приемной антенной, включает в себя единственный пространственный подканал или собственную моду. Однако множество передающих антенн может быть использовано для обеспечения разнесения при передаче или для выполнения формирования луча или управления лучом для передачи данных.

Для широкополосной системы мультиплексирование с ортогональным частотным разделением (МОЧР) может использоваться для эффективного разделения всей ширины полосы системы на ряд (N _F) ортогональных поддиапазонов, которые также называются частотными элементами разрешения или подканалами. При использовании МОЧР каждый поддиапазон связывается с соответствующей поднесущей, которую могут модулировать данные. Для МВМВ/МВОВ-системы, которая использует МОЧР (т.е. МВМВ/МВОВ-МОЧР-система), каждый поддиапазон каждого пространственного подканала может рассматриваться как независимый передающий канал.

В пространственных подканалах широкополосной МВМВ/МВОВ-системы могут возникать различные состояния канала, обусловленные различными факторами, такими как ослабление и многолучевое распространение. Каждый пространственный подканал может испытывать частотно-селективное ослабление, что характеризуется различными канальными усилениями на различных частотах полной ширины полосы системы. Результатом этого могут быть различные отношения сигнал-шум (С/Ш) на различных частотах каждого пространственного подканала. Более того, условия в канале могут ухудшаться до уровня, где большинство из пространственных каналов сильно ухудшены. В таких условиях улучшенные рабочие показатели могут быть обеспечены с использованием только наилучшего пространственного подканала для передачи данных.

Поэтому в технике имеется необходимость в методах обработки данных для передачи по единственному пространственному подканалу, который гарантирован канальными условиями.

Раскрытие изобретения

Обеспечены способы передачи данных по единственному пространственному подканалу (или собственной моде) в широкополосной системе с множеством входов, которая может быть МВМВ или МВОВ-системой (т.е. МВМВ-МОЧР или МВОВ-МОЧР-системой). Эти способы могут использоваться для обеспечения улучшенных рабочих показателей при неблагоприятных канальных условиях.

Передача данных на единственной собственной моде (обычно наилучшей или основной собственной моде для МВМВ-систем) может быть реализована с использованием управления лучом или формирования луча. Для широкополосной МВМВ/МВОВ-системы управление лучом или формирование луча выполняется для каждого поддиапазона, который выбирается для использования для передачи данных на основе вектора управления, полученного для этого поддиапазона. Управление лучом или формирование луча может также выполняться в сочетании с конкретной схемой распределения мощности, которая распределяет всю передаваемую мощность по поддиапазонам.

В варианте осуществления обеспечивается способ обработки данных для передачи на единственной собственной моде многовходового канала (т.е. МВМВ- или МВОВ-канала). В соответствии с этим способом вектор управления получают для каждого из ряда поддиапазонов. Каждый вектор управления включает в себя N _T элементов для N _T передающих антенн. В зависимости от того, как определяются векторы управления, управление лучом или формирование луча может быть выполнено для каждого поддиапазона.

Вся передаваемая мощность распределяется по поддиапазонам на основе конкретной схемы распределения мощности (например, полной инверсии каналов, селективной инверсии каналов, потокового наполнения или равномерного распределения, которые описаны ниже). Масштабирующее значение затем получается для каждого поддиапазона на основе передаваемой мощности, распределяемой по поддиапазонам.

Данные, подлежащие передаче, кодируются и модулируются на основе одной или более схем кодирования и модуляции для обеспечения символов модуляции. Символы модуляции, подлежащие передаче в каждом поддиапазоне, затем масштабируются с помощью масштабирующего значения поддиапазона, и масштабированные символы модуляции затем предварительно преобразуются посредством вектора управления поддиапазона. Затем для каждой передающей антенны формируется поток предварительно преобразованных символов, и этот поток затем обрабатывается для генерирования модулированного сигнала, подходящего для передачи соответствующей передающей антенной.

Различные аспекты и варианты осуществления изобретения описаны ниже более детально. Изобретение, кроме того, обеспечивает способы, программные коды, цифровые сигнальные процессоры, передающие блоки и приемные блоки, и другие устройства и элементы, которые воплощают различные аспекты, варианты осуществления и признаки изобретения, как описано ниже более детально.

Краткое описание чертежей

Признаки, сущность и преимущества настоящего изобретения поясняются в подробном описании, изложенном ниже со ссылками на чертежи, на которых одинаковые ссылочные позиции обозначают идентичные элементы по всему описанию и на которых представлено следующее:

Фиг. 1 - графическая иллюстрация результатов разложения собственного значения для ряда поддиапазонов в МВМВ-МОЧР- системе;

Фиг. 2 - блок-схема передающей системы и приемной системы в МВМВ- МОЧР-системе;

Фиг. 3 - блок-схема передающего блока в составе передающей системы;

Фиг. 4 - блок-схема блока масштабирования сигнала, блока управления лучом и мультиплексора в составе передающего блока передачи; и

Фиг. 5 - блок-схема способа обработки данных для передачи на единственной собственной моде многовходового канала, использующего управление лучом или формирование луча.

Подробное описание

Описанные ниже способы управления лучом и формирования луча могут быть использованы в различных широкополосных МВМВ/МВОВ- системах связи. Для ясности эти способы описаны конкретно для МВМВ- МОЧР-системы, которая эффективно разделяет полную ширину полосы системы на N _F ортогональных поддиапазонов.

Модель для МВМВ- МОЧР-системы может быть выражена как:

y(k)= H(k)x(k)+ n(k), для {1, …, N _F}, (1)

где y(k) является вектором из N _R элементов, {y _i(k)} для {1, …, N _R}, для символов, принятых N _R приемными антеннами для k-ого поддиапазона (т.е. «принятый» вектор);

x(k) является вектором из N _T элементов, {x _i(k)} для {1, …, N _T}, для символов, переданных N _T передающими антеннами для k-ого поддиапазона (т.е. «переданный» вектор);

H(k) является (N _R х N _T) матрицей канального отклика с элементами {h _ij(k)} для {1, …, N_R} и {1, …, N_T}, которые являются комплексными коэффициентами усиления от N _T передающих антенн до N _R приемных антенн для k-ого поддиапазона; и

n(k) является аддитивным белым Гауссовым шумом (AWGN) для k-ого поддиапазона с нулевым средним значением и ковариационной матрицей Λ _n = σ² I, где I является единичной матрицей и σ² является дисперсией шума.

Для простоты, каждый поддиапазон предполагается неселективным по частоте (т.е. с плоским частотным откликом по всему поддиапазону). В этом случае канальный отклик h _ij(k) для каждого передающего канала может быть представлен единственным комплексным значением, а элементы матрицы H(k) канального отклика являются скалярными величинами. Также для простоты, дисперсия шума предполагается постоянной по всем передающим каналам. Для дуплексных систем с временным разделением (ДВР) прямые и обратные линии связи совместно используют одну и ту же ширину полосы системы, и каждый поддиапазон может предполагаться обладающим взаимностью. Если H(k) представляет матрицу канальных откликов от антенной решетки А к антенной решетке В, то свойство взаимности канала означает, что связь от решетки В к решетке А определяется посредством H ^H(k).

Матрица H(k) канальных откликов для каждого поддиапазона может быть «диагонализирована» для получения N _S независимых каналов для этого поддиапазона. Это может быть достигнуто посредством осуществления разложения по собственным значениям корреляционной матрицы для H(k), которая определяется соотношением R(k)=H ^H(k)H(k), где H ^H(k) обозначает сопряженную перестановку H(k). Разложение по собственным значениям корреляционной матрицы R(k) может быть выражено как:

R(k) = E(k)D(k)E ^H(k), для {1, …, N _F}, (2)

где E(k) является (N _TxN _T) единичной матрицей, столбцы которой являются собственными векторами матрицы R(k); и

D(k) является (N _TxN _T) диагональной матрицей с элементами на диагонали, соответствующими собственным значениям матрицы R(k).

Единичная матрица может быть записана через ее свойство M ^H M=I.

Разложение по собственным значениям может быть также осуществлено с помощью разложения по сингулярным значениям, как известно из уровня техники.

Диагональная матрица D(k) для каждого поддиапазона содержит не отрицательные действительные значения вдоль диагонали и нули во всех остальных позициях. Эти диагональные элементы называются собственными значениями R(k) и относятся к комплексным коэффициентам усиления для независимых каналов (или собственных мод) МВМВ-канала для k-ого поддиапазона. Так как число независимых каналов равно N _S ≤min{N _T, N _R} для МВМВ-системы с N _T передающими и N _R приемными антеннами, то имеется N _S ненулевых собственных значений матрицы R(k). Собственные значения матрицы R(k) обозначаются как {λ_i(k)} для i={1, …, N _F} и k={1, …, N _F}.

Для МВМВ-МОЧР-системы разложение по собственным значениям может быть выполнено независимо для матрицы H(k) канальных откликов для каждого поддиапазона для определения N _S собственных мод для этого поддиапазона. N _S собственных значений для каждой диагональной матрицы D(k), для {1, …, N _F}, могут быть упорядочены так, что {λ₁(k)≥ λ₂(k) ≥ … ≥ }, где λ₁(k) является наибольшим собственным значением и - наименьшим собственным значением для k-ого поддиапазона.

Фиг. 1 графически иллюстрирует результаты разложения по собственным значениям для N _F поддиапазонов в МВМВ-МОЧР-системе. Показан набор диагональных матриц D(k) для k={1, …, N _F), упорядоченный по оси 110, которая представляет размерность частоты. Собственные значения {λ_i(k)} для i={1, …, N _S} каждой матрицы D(k) располагаются вдоль диагонали матрицы. Ось 112 может, таким образом, рассматриваться в качестве представления пространственного измерения. i-ая cобственная мода для всех поддиапазонов (или просто собственная мода i) связана с набором элементов, {λ_i(k)} для k = {1, …, N _F}, который указывает частотный отклик по N _F поддиапазонам для этой собственной моды. Набор элементов {λ_i(k)} для каждой собственной моды показан затемненными прямоугольниками вдоль пунктирной линии 114. Каждый затемненный прямоугольник на фиг. 1 представляет канал передачи. Для каждой собственной моды, которая испытывает частотно-селективное ослабление, элементы {λ_i(k)} для этой собственной моды могут быть различными для различных значений k.

Если собственные значения в каждой диагональной матрице D(k) отсортированы в порядке убывания, то собственная мода 1 (которая также называется основной собственной модой) будет включать в себя наибольшее собственное значение в каждой матрице, а собственная мода N _S будет включать в себя наименьшее собственное значение в каждой матрице.

При неблагоприятных канальных условиях большинство собственных мод могут быть сильно искажены. В этих ситуациях улучшенные рабочие показатели могут быть достигнуты использованием только наилучшей собственной моды (т.е. основной собственной моды) для передачи данных.

Модель для МВОВ- МОЧР-системы может быть выражена как:

y(k) = h(k)x(k)+ n(k), для {1, …, N _F},

где y(k) обозначает символ, принятый в k-ом поддиапазоне;

x(k) является вектором из N _T элементов для символов, переданных N _T передающими антеннами для k-ого поддиапазона;

h(k) является (1хN _T) вектором канальных откликов с составляющими {h _j(k)} для {1, …, N _T}, которые являются комплексными коэффициентами усиления от N _T передающих антенн до единственной приемной антенны для k-ого поддиапазона; и

n(k) является аддитивным белым Гауссовым шумом (AWGN) для k-ого поддиапазона.

Для МВМВ и МВОВ-систем передача данных на единственной собственной моде может быть достигнута с помощью управления лучом или формирования луча, как описано ниже.

1. Формирование луча

Метод формирования луча обеспечивает передачу данных на единственной (т.е. основной) собственной моде посредством предварительного преобразования символов модуляции собственным вектором для этой собственной моды. Для МВМО-МОЧР-системы формирование луча выполняется для каждого поддиапазона с использованием собственного вектора, полученного для этого поддиапазона.

В уравнении (2) единичная матрица E(k) содержит N _T столбцов для N _T собственных векторов, т.е. E(k)= [e ₁(k) e ₂(k) … ]. Собственные вектора также называются векторами управления. Каждый собственный вектор связан с соответствующей собственной модой и собственным значением диагональной матрицы D(k) (т.е. собственный вектор e _i(k) связан с собственным значением λ_i(k) для поддиапазона k). Если собственные значения D(k) отсортированы в порядке убывания, как описано выше, собственные вектора E(k) также переупорядочиваются соответствующим образом. После сортировки/переупорядочивания собственный вектор e ₁(k) соответствует наибольшему собственному значению λ₁(k) и является собственным вектором для основной собственной моды для k-ого поддиапазона. Этот собственный вектор e ₁(k) включает в себя N _T элементов для N _T передающих антенн и может быть выражен как:

e ₁(k) = [e _1.1(k) e _1.2(k) … ]^T для {1, …, N _F}, (3)

где «^Т» обозначает транспонирование.

Предварительное преобразование в передатчике для выполнения формирования луча для каждого поддиапазона может быть выражено как:

s(k) для {1, …, N _F}, (4)

где s(k) является символом модуляции, подлежащим передаче в k-ом поддиапазоне;

является масштабирующим значением, получаемым на основе передаваемой мощности P(k), выделенной k-ому поддиапазону; и

x(k) является вектором передачи с N _T предварительно преобразованными символами для k-ого поддиапазона.

Как показано в уравнении (4), способ формирования луча генерирует один вектор x(k) передачи для каждого поддиапазона на основе собственного вектора e ₁(k) для основной собственной моды. Так как элементы собственного вектора e ₁(k) могут иметь различные величины, то элементы вектора x(k) передачи могут также иметь различные величины.

Для каждой i-ой передающей антенны N _F предварительно преобразованных символов, подлежащих передаче в N _F поддиапазонах в n-ом периоде символа, мультиплексируются в вектор x _i(n) (передачи для одной антенны), который может быть выражен как:

для {1, …, N _T},

где является масштабированным символом модуляции и определяется как .

Таким образом, для МВОВ-МОЧР-системы формирование луча осуществляется для каждого поддиапазона с использованием вектора управления, полученного для этого поддиапазона. Если канальное разложение выполняется над вектором h(k) канальных откликов, то результатом будет одна собственная мода (т.е. одно не нулевое значение для матрицы D(k)) и один вектор управления. Этот вектор управления будет равен h ^*(k). Формирование луча для МВОВ может быть осуществлено, как показано в уравнении (4).

2. Управление лучом

Способ управления лучом передает данные на основной собственной моде посредством предварительного преобразования символов модуляции «нормированным» вектором управления для этой собственной моды. Управление лучом также осуществляется для каждого поддиапазона для МВМВ-МОЧР-системы.

Как указано выше, элементы каждого собственного вектора e ₁(k) для {1, …, N _F} для основной собственной моды могут иметь различные величины. Поэтому векторы x _i(n) для {1, …, N _T} передачи для одной антенны могут иметь различные величины. Если передаваемая мощность для каждой передающей антенны ограничивается (например, из-за ограничений для усилителей мощности), то способ формирования луча может не полностью использовать всю мощность, доступную для каждой антенны.

Способ управления лучом использует только фазовую информацию из собственных векторов e ₁(k) для {1, …, N _F} и нормирует каждый вектор управления передачей так, что все N _T элементов имеют равные величины. Нормированный вектор управления для k-ого поддиапазона может быть выражен как:

(5а)

где А является константой (т.е. А=1); и

θ _i(k) является фазой для k-ого поддиапазона i-ой передающей антенны, которая определяется как:

(5b)

Как показано в уравнении (5b), фаза каждого элемента в векторе получается из соответствующего элемента собственного вектора e ₁(k) (т.е. θ _i(k) получается из e _1,i(k)).

Предварительное преобразование в передатчике для выполнения управления лучом для каждого поддиапазона может быть выражено как:

для {1, …, N _F} (6)

Как показано в уравнениях (5а) и (5b), элементы нормированного вектора управления для каждого поддиапазона имеет одинаковые величины, но, возможно, различные фазы. Способ управления лучом генерирует один вектор x(k) передачи для каждого поддиапазона с элементами x(k), имеющими одну и ту же величину, но, возможно, различные фазы.

Как описано выше, для i-ой передающей антенны N _F предварительно преобразованных символов, подлежащих передаче в N _F поддиапазонах в n-ом периоде символа, мультиплексируются в вектор x _i(n) передачи для одной антенны. Так как каждый вектор x _i(n) передачи для {1, …, N _T} включает в себя один и тот же набор масштабированных символов модуляции (но, возможно, с различными фазами), то вся доступная для каждой антенны мощность передачи может быть полностью использована.

В приемнике для получения оценки символа s(k) модуляции принятый вектор y (k) для каждого поддиапазона может быть предварительно умножен (или «преобразован») на (если было выполнено управление лучом) или на (если было выполнено формирование луча). Если выполнялось управление лучом, то преобразование для получения оценки символа может быть выражено как:

где D(k) является коэффициентом усиления управления лучом для k-ого поддиапазона, который может быть выражен как:

является шумом AWGN c нулевым средним значением и дисперсией шума .

Полученное отношение сигнал-шум для k-ого поддиапазона с использованием управления лучом может быть выражено как:

, для {1, …, N _F} (9)

Спектральная эффективность для k-ого поддиапазона может быть вычислена на основе непрерывной, монотонно возрастающей логарифмической функции для пропускной способности следующим образом:

для {1, …, N _F}. (10)

Спектральная эффективность определяется в единицах бит/секунда на Герц (бс/Гц). Средняя (усредненная) спектральная эффективность для N _F поддиапазонов МВМВ-МОЧР-системы может затем быть выражена как:

(11)

Подобные же вычисления могут быть выполнены для способа формирования луча.

Для МВОВ-МОЧР-системы управление лучом также выполняется для каждого поддиапазона с использованием нормированного вектора управления, полученного для этого поддиапазона. Нормированный вектор управления для МВОВ может быть получен таким же способом, что и описанный выше для нормированного вектора управления для основной собственной моды (т.е. с использованием фазы вектора управления). Управление лучом для МВОВ может быть выполнено, как показано в уравнении (6).

3. Распределение мощности для поддиапазонов

Если вся передаваемая мощность для всех N _T передающих антенн ограничена конкретным значением P _total, тогда способ формирования луча может обеспечить лучшие результаты, чем способ управления лучом. Это объясняется тем, что вся передаваемая мощность может быть более оптимально распределена по N _T передающим антеннам на основе собственных векторов e ₁(k) для основной собственной моды. Однако, если передаваемая мощность, доступная для каждой передающей антенны, ограничена (например, до P _total /N _T), то способ управления лучом, вероятно, обеспечит лучшие результаты, чем способ формирования луча. Это объясняется тем, что способ управления лучом может более полно использовать всю мощность, доступную для каждой передающей антенны.

В любом случае вся передаваемая мощность P _total может быть распределена по N _T передающим антеннам и N _F поддиапазонам с использованием различных схем распределения мощности. Эти схемы включают в себя схемы (1) полной инверсии каналов, (2) селективной инверсии каналов, (3) равномерного распределения и (4) «потокового наполнения» или «потокового разливания» распределяемой мощности. Для ясности каждая из этих схем конкретно описывается ниже для способа управления лучом.

4. Полная канальная инверсия каналов

Если одинаковое количество передаваемой мощности используется для каждого поддиапазона, тогда управление лучом может привести к различным отношениям С/Ш для N _F поддиапазонов. Для максимизации спектральной эффективности затем могут быть использованы различные схемы кодирования и модуляции для каждого поддиапазона в зависимости от отношения С/Ш, достигаемого для поддиапазона. Однако индивидуальное кодирование и модуляция для каждого поддиапазона может значительно увеличить сложность передатчика и приемника. С другой стороны, если одна и та же схема кодирования и модуляции используется для всех поддиапазонов, то могут иметь место значительные изменения в коэффициентах ошибок для N _F поддиапазонов, в зависимости от изменений в отношениях С/Ш принимаемых сигналов.

Полная инверсия каналов может быть использована для эффективного «инвертирования» поддиапазонов так, чтобы отношение С/Ш принимаемых сигналов для всех поддиапазонов были приблизительно равными. Распределение мощности может быть выполнено при том ограничении, что вся мощность, распределенная по всем поддиапазонам для каждой передающей антенны, ограничена величиной P _ant =P _total /N _T. Для полной инверсии каналов величина передаваемой мощности P(k), распределяемой для каждого поддиапазона, может быть выражена как:

для {1, …, N _F}, (12)

где α_k является коэффициентом масштабирования, используемым для распределения мощности согласно полной инверсии каналов. Коэффициент масштабирования для k-ого поддиапазона может быть выражен как:

(13)

где b является коэффициентом нормирования, который может быть выражен как:

(14)

Как показано в уравнениях (12) и (13), вся передаваемая мощность P _total распределяется неравномерно по N _F поддиапазонам на основе коэффициентов масштабирования α_k для {1, …, N _F}, которые обратно пропорциональны коэффициентам D(k) усиления управления лучом. Коэффициенты масштабирования α_k обеспечивают, что отношения С/Ш принимаемых сигналов для всех поддиапазонов приблизительно равны. Принятая мощность P _rx(k) сигнала для каждого поддиапазона может быть определена как:

, для {1, …, N _F}(15)

Мощность шума задается посредством σ² D(k). Отношение γ(k) сигнал-шум для поддиапазона k затем определяется как:

(16)

Вся принятая мощность сигнала P _rx может затем быть определена как:

Вся передаваемая мощность P _total распределяется по поддиапазонам так, что в них достигались равные С/Ш принимаемых сигналов (т.е. С/Ш принимаемых сигналов для каждого поддиапазона не являются функцией k), как показано в уравнении (16). Это далее дает возможность использовать общую схему кодирования и модуляции для всех поддиапазонов при удовлетворении ограничений мощности для каждой антенны.

Для достижения приблизительного равенства С/Ш принимаемых сигналов для всех N _F поддиапазонов схема полной инверсии каналов обеспечивает распределение бульшей передаваемой мощности для худших поддиапазонов с низкими коэффициентами усиления. Так как мощность на антенну ограничена величиной P _total /N _T, то лучшим поддиапазонам с более высокими коэффициентами усиления выделено меньше передаваемой мощности. Это может привести к снижению общей спектральной эффективности системы. Однако полная инверсия каналов может упростить процесс обработки в приемнике, поскольку характеристика общего канала является эффективно плоской, и выравнивания принятого сигнала не требуется.

5. Селективная инверсия каналов

Схема селективной инверсии каналов распределяет всю передаваемую мощность P _total так, что в поддиапазонах, выбранных для использования, достигаются приблизительно равные отношения С/Ш принимаемых сигналов. Это может выполняться посредством выбора сначала всех или только поднабора из N _F поддиапазонов, используемых для передачи данных. Выбор каналов может приводить к исключению поддиапазонов с низким отношением С/Ш, которое стало ниже определенного порога. Этот порог может быть выбран для максимизации спектральной эффективности, как описано ниже. Вся передаваемая мощность P _total затем распределяется только по выбранным поддиапазонам и так, чтобы соответствующие им отношения С/Ш принимаемых сигналов были приблизительно равными.

Коэффициенты масштабирования , используемые для распределения мощности посредством схемы селективной инверсии каналов, могут быть выражены как:

(17)

где ρ является значением, используемым для установления порога, L _avg является средним значением коэффициента усиления и является коэффициентом нормирования. Коэффициент нормирования сходен с b в уравнении (14), но вычисляется только для выбранных поддиапазонов и может быть выражен как:

Среднее значение коэффициента усиления L _avg может быть вычислено как:

Как показано в уравнении (17), конкретный поддиапазон выбирается для использования, если его коэффициент усиления управления лучом больше, чем порог, или равен порогу (т.е. |D(k)|≥ ρL _avg). Так как передаваемая мощность не распределяется по поддиапазонам с коэффициентами усиления ниже порога, то может быть достигнута более высокая спектральная эффективность. Для поддиапазонов, выбранных для использования, вся передаваемая мощность P _total распределяется по этим поддиапазонам на основе их коэффициентов масштабирования , аналогично тому, как показано в уравнении (15), так что принятая мощность сигнала для каждого выбранного поддиапазона определяется как P _total D(k)/N _T N _F , и все выбранные поддиапазоны имеют приблизительно равные отношения С/Ш принимаемых сигналов.

Порог, используемый для выбора поддиапазонов, может быть установлен на основе различных критериев. Порог, который максимизирует спектральную эффективность, может быть определен следующим образом. Сначала коэффициенты усиления D(k) для всех N _F поддиапазонов ранжируются и упорядочиваются в порядке убывания в списке G(λ), для {1, …, N _F), так, что G(1)= max{D(k)} и G(N _F)= min{D(k)}. Последовательность B(λ) затем определяется следующим образом:

B(λ) является списком , если используются λ наилучших поддиапазонов.

Отношение С/Ш принимаемых сигналов по всем выбранным поддиапазонам при выборе λ наилучших поддиапазонов для использования определяется как:

Согласно уравнению (21), вся передаваемая мощность P _total распределена по λ наилучшим поддиапазонам так, что в них достигаются одинаковые отношения С/Ш принимаемых сигналов.

Если выбирается λ наилучших поддиапазонов для использования, то полная спектральная эффективность для этих поддиапазонов определяется как:

Спектральная эффективность C(λ) может быть вычислена для каждого значения λ, для {1, …, N _F}, и сохранена в виде матрицы. После вычисления всех N _F значений C(λ) для N _F возможных комбинаций выбранных поддиапазонов матрица спектральных эффективностей просматривается и определяется наибольшее значение C(λ). Значение λ, определенное как λ_max, соответствующее наибольшему C(λ), является затем числом поддиапазонов, которое приводит к максимальной спектральной эффективности для оцениваемых условий в каналах.

Значение ρ может затем быть вычислено как:

где L _avg определяется, как показано в уравнении (19). Порог ρ L _avg может быть установлен равным D(λ _max ), который является коэффициентом усиления наихудшего поддиапазона в группе поддиапазонов, которая максимизирует спектральную эффективность. Порог, используемый для выбора каналов, также может быть установлен на основе некоторого другого критерия.

Отношения С/Ш принимаемых сигналов для всех выбранных поддиапазонов могут быть сделаны примерно равными путем неравномерного распределения полной передаваемой мощности P _total по этим поддиапазонам. Равные отношения С/Ш принимаемых сигналов позволят использовать одну скорость передачи данных и общую схему кодирования и модуляции для всех выбранных поддиапазонов, что значительно снизило бы сложность как для передатчика, так и для приемника.

Схемы полной и селективной инверсии каналов подробно описаны в заявках на патент США за № 09/860274, поданной 17 мая 2001, № 09/881,610, поданной 14 июня 2001, и № 09/829,379, поданной 26 июня 2001 на «Способ и устройство обработки данных для передачи в многоканальной системе связи с использованием селективной инверсии каналов», которые переуступлены правообладателю настоящей заявки и которые включены в настоящее описание посредством ссылки.

6. Потоковое наполнение

Схема потокового наполнения может быть использована для оптимального распределения полной передаваемой мощности по поддиапазонам так, что полная спектральная эффекти