Избирательный усилитель

Избирательный усилитель

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Предлагаемое изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в устройствах СВЧ-фильтрации радиосигналов систем сотовой связи, спутникового телевидения, радиолокации и т.п.

В задачах выделения высокочастотных и СВЧ сигналов сегодня широко используются интегральные операционные усилители со специальными элементами RC-коррекции, формирующими амплитудно-частотную характеристику резонансного типа [1, 2]. Однако классическое построение таких избирательных усилителей (RC-фильтров) сопровождается значительными энергетическими потерями, которые идут в основном на обеспечение статического режима достаточно большого числа транзисторов, образующих операционный усилитель СВЧ-диапазона [1, 2]. В этой связи достаточно актуальной является задача построения СВЧ избирательных усилителей ИУ на двух-трех транзисторах, обеспечивающих выделение узкого спектра сигналов с достаточно высокой добротностью резонансной характеристики Q=2÷10 и f₀=1÷5 ГГц.

Известны схемы усилителей, интегрированных в архитектуру RC-фильтров на основе транзисторов, которые обеспечивают формирование амплитудно-частотной характеристики коэффициента усиления по напряжению в заданном диапазоне частот Δf=f_в-f_н [3-28]. Причем их верхняя граничная частота f_в иногда формируется инерционностью транзисторов схемы (емкостью на подложку), а нижняя f_н определяется корректирующим конденсатором.

Ближайшим прототипом заявляемого устройства является избирательный усилитель (ИУ), представленный в патенте US 4.267.518 fig.6. Он содержит источник сигнала 1, связанный со входом устройства, первый 2 входной транзистор, эмиттер которого через первый 3 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 4 шиной источника питания, а коллектор связан со второй 5 шиной источника питания, первый 6 частотно-задающий резистор, включенный между второй 5 шиной источника питания и выходом устройства 7, второй 8 входной транзистор, коллектор которого связан со второй 5 шиной источника питания через второй 9 токостабилизирующий двухполюсник, третий 10 токостабилизирующий двухполюсник, первый 11 корректирующий конденсатор.

Существенный недостаток известного устройства состоит в том, что оно не обеспечивает высокую добротность амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) и коэффициент усиления по напряжению K₀>1 на частоте квазирезонанса (f₀).

Основная задача предлагаемого изобретения состоит в повышении добротности АЧХ усилителя и его коэффициента усиления по напряжению на частоте квазирезонанса f₀. Это позволяет в ряде случаев уменьшить общее энергопотребление и реализовать высококачественное избирательное устройство СВЧ диапазона с f₀=1÷5 ГГц.

Поставленная задача решается тем, что в избирательном усилителе фиг.1, содержащем источник сигнала 1, связанный со входом устройства, первый 2 входной транзистор, эмиттер которого через первый 3 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 4 шиной источника питания, а коллектор связан со второй 5 шиной источника питания, первый 6 частотно-задающий резистор, включенный между второй 5 шиной источника питания и выходом устройства 7, второй 8 входной транзистор, коллектор которого связан со второй 5 шиной источника питания через второй 9 токостабилизирующий двухполюсник, третий 10 токостабилизирующий двухполюсник, первый 11 корректирующий конденсатор, предусмотрены новые элементы и связи - третий 10 токостабилизирующий двухполюсник включен между второй 5 шиной источника питания и базой второго 2 входного транзистора, параллельно эмиттерно-базовому переходу которого включен дополнительный p-n переход 12, между базой второго 8 входного транзистора и эмиттером первого 2 входного транзистора включены последовательно соединенные первый 11 корректирующий конденсатор и второй 13 частотно-задающий резистор, выход устройства 7 связан с базой первого 2 входного транзистора, коллектор которого подключен ко второй 5 шине источника питания, параллельно первому 6 частотно-задающему резистору включен по переменному току второй 14 корректирующий конденсатор, коллектор второго 8 входного транзистора связан со входом дополнительного токового зеркала 15, согласованного с первой 4 шиной источника питания, токовый выход дополнительного токового зеркала 15 соединен с выходом устройства 7, а вход устройства соединен с эмиттером второго 8 входного транзистора.

Схема усилителя-прототипа показана на чертеже фиг.1. На чертеже фиг.2 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с п.1 формулы изобретения.

На чертеже фиг.3 показана схема ИУ в соответствии с п.2 формулы изобретения.

На чертежах фиг.4-фиг.6 показаны варианты формирования входного напряжения ИУ фиг.2 (фиг.3), в которых эдс сигнала (e_c) подается на вход устройства (Вх) относительно шины отрицательного напряжения питания (фиг.4), относительно общей шины (фиг.5) или через входную RC-цепь 19, 20 (фиг.6).

Схемы фиг.7 и фиг.8 характеризуют варианты выполнения дополнительного неинвертирующего повторителя тока 16 (фиг.3).

На чертеже фиг.9 приведена схема ИУ фиг.3 с источником сигнала, соответствующим фиг.5, в котором дополнительный неинвертирующий повторитель тока 16 реализован в соответствии с чертежом фиг.7.

Схема ИУ фиг.10 соответствует фиг.3 для случая, когда используется емкостной способ формирования входного сигнала (фиг.6), а также при реализации дополнительного неинвертирующего повторителя тока 16 по схеме фиг.7.

На чертеже фиг.11 приведена другая модификация ИУ фиг.3, в котором дополнительный неинвертирующий повторитель тока 16 реализован по схеме фиг.8 с включением шунтирующего конденсатора Ск.

На чертеже фиг.12 приведена схема ИУ фиг.3 в среде Cadence на моделях SiGe транзисторов (SiGe: npnVs, W=2, L=2, техпроцесс SGB25VD, Iк.max=6 мА), а на чертеже фиг.13 - логарифмическая амплитудно-частотная характеристика ИУ фиг.12 при коэффициенте усиления по току дополнительного токового зеркала 15 равным двум единицам.

На чертежах фиг.14 показаны логарифмические амплитудно- и фазочастотные характеристики ИУ фиг.12 в более мелком масштабе.

На чертеже фиг.15 приведена схема ИУ фиг.14 в среде Cadence на моделях SiGe транзисторов (SiGe: npnVs, W=2, L=2, техпроцесса SGB25VD, Iк.max=6 мА) с другим вариантом построения дополнительного неинвертирующего повторителя тока 16.

На чертеже фиг.16 показана логарифмическая амплитудно-частотная характеристика коэффициента усиления по напряжению ИУ фиг.15, а на чертеже фиг.17 - логарифмические амплитудно- и фазочастотные характеристики избирательного усилителя в более мелком масштабе.

Избирательный усилитель фиг.2 содержит источник сигнала 1, связанный со входом устройства, первый 2 входной транзистор, эмиттер которого через первый 3 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 4 шиной источника питания, а коллектор связан со второй 5 шиной источника питания, первый 6 частотно-задающий резистор, включенный между второй 5 шиной источника питания и выходом устройства 7, второй 8 входной транзистор, коллектор которого связан со второй 5 шиной источника питания через второй 9 токостабилизирующий двухполюсник, третий 10 токостабилизирующий двухполюсник, первый 11 корректирующий конденсатор. Третий 10 токостабилизирующий двухполюсник включен между второй 5 шиной источника питания и базой второго 2 входного транзистора, параллельно эмиттерно-базовому переходу которого включен дополнительный p-n переход 12, между базой второго 8 входного транзистора и эмиттером первого 2 входного транзистора включены последовательно соединенные первый 11 корректирующий конденсатор и второй 13 частотно-задающий резистор, выход устройства 7 связан с базой первого 2 входного транзистора, коллектор которого подключен ко второй 5 шине источника питания, параллельно первому 6 частотно-задающему резистору включен по переменному току второй 14 корректирующий конденсатор, коллектор второго 8 входного транзистора связан со входом дополнительного токового зеркала 15, согласованного с первой 4 шиной источника питания, токовый выход дополнительного токового зеркала 15 соединен с выходом устройства 7, а вход устройства соединен с эмиттером второго 8 входного транзистора.

На чертеже фиг.3 в соответствии с п.2 формулы изобретения коллектор второго 8 входного транзистора связан со входом дополнительного токового зеркала 15 через дополнительный неинвертирующий повторитель тока 16.

На чертежах фиг.4, фиг.6 показаны варианты подключения источника сигнала е_с (17, 18, 21) ко входу устройства. В схеме фиг.4 источник сигнала привязан к отрицательной шине источника питания, а в схеме фиг.5 сигнал подается между входом устройства и общей шиной. На чертеже фиг.6 источник сигнала связан со входом устройства через RC цепь 20, 19.

Схемы фиг.7 и фиг.8 характеризуют варианты выполнения дополнительного неинвертирующего повторителя тока 16 (фиг.3). В первом случае неинвертирующий повторитель тока 16 реализован на p-n переходах 22, 23, а во втором - на транзисторе 24 и резисторах 25, 26.

На чертеже фиг.9 приведена схема ИУ фиг.3 с источником сигнала, соответствующим фиг.5, в котором дополнительный неинвертирующий повторитель тока 16 реализован в соответствии с чертежом фиг.7.

Схема ИУ фиг.10 соответствует фиг.3 для случая, когда используется емкостной способ формирования входного сигнала (фиг.6), а также при реализации дополнительного неинвертирующего повторителя тока 16 по схеме фиг.7.

На чертеже фиг.11 приведена другая модификация ИУ фиг.3, в котором дополнительный неинвертирующий повторитель тока 16 реализован по схеме фиг.8 с включением шунтирующего конденсатора Ск.

На чертежах фиг.3, фиг.9, фиг.10, фиг.11 токовое зеркало 15 реализовано по традиционной схеме на p-n переходе 27 и резисторе 28.

Рассмотрим работу ИУ фиг.2.

Источник входного переменного сигнала u_вх (1) изменяет токи второго 8 входного транзистора, причем использование прямосмещенного дополнительного p-n перехода 12 в его входной цепи в силу частотной зависимости проводимости, образованной вторым 13 частотно-задающим резистором и первым 11 корректирующим конденсатором, приводит к прямо пропорциональной зависимости тока коллектора второго 8 входного транзистора от частоты. Этот ток посредством дополнительного токового зеркала 15, реализованного на многоэмиттерном транзисторе 28 с прямосмещенным переходом 27 в его базовой цепи, обеспечивает за счет падения напряжения на первом 6 частотно-задающем резисторе и втором 14 корректирующем конденсаторе выходное напряжение ИУ (выход устройства 7). Характер частотной зависимости этих пассивных цепей реализует требуемый для ИУ вид амплитудно-частотной характеристики, которая достигает своего максимального значения на частоте квазирезонанса (f₀). Подключение базы первого 2 входного транзистора к выходу ИУ (выход устройства 7) создает общий контур обратной связи, причем комплексный характер проводимости его эмиттерной цепи и цепи нагрузки обеспечивают реактивность этого контура в области нижних (f<f₀) частот. Глубина этой обратной связи зависит от коэффициентов усиления каскадов на базе второго 8 входного транзистора и транзистора 28, причем она достигает своего максимального значения на частоте квазирезонанса, что и обеспечивает увеличение реализуемой добротности Q и коэффициента усиления K₀.

Покажем аналитически, что более высокие значения K₀ и Q в диапазоне высоких частот реализуются в схеме фиг.2.

Действительно, комплексный коэффициент передачи по напряжению ИУ фиг.2 определяется по формуле:

где

τ₁=C₁₁(R₁₃+r_d12+h_11.2);

τ₂=R₆C₁₄,

где r_d12=φ_T/I₀ - дифференциальное сопротивление дополнительного p-n перехода 12; φ_T≈25 мВ - температурный потенциал; α_i - коэффициент передачи эмиттерного тока i-го транзистора, K_i15 - коэффициент передачи по току дополнительного токового зеркала 15, h_11.i - входное сопротивление (h-параметр) i-го транзистора в схеме с общей базой.

Таким образом, как видно из (3) и (4), за счет выбора соотношений между R₆ и R₁₃, а также значений коэффициента передачи по току K_i15, можно реализовать высокие значения добротности Q и коэффициента усиления K₀. При этом, как следует из (2), частота квазирезонанса f₀ сохраняется неизменной.

Дальнейшее повышение добротности и коэффициента усиления при жестких параметрических ограничениях на R₆ и R₁₃ (например, по критерию динамического диапазона) возможно за счет использования в схеме дополнительного неинвертирующего повторителя тока 16 (фиг.3). Тогда

где K_i16 - коэффициент усиления по току неинвертирующего повторителя тока 16.

Поэтому необходимое значение Q и K₀ может быть реализовано при заданном соотношении между R₆ и R₁₃ и дополнительных ограничениях на K_i15, K_i16, вытекающих из характера конкретной задачи.

Данные теоретические выводы подтверждают графики фиг.13, фиг.14, фиг.16, фиг.17.

Таким образом, заявляемое схемотехническое решение характеризуется более высокими значениями коэффициента усиления на частоте квазирезонанса f₀ и повышенными величинами добротности, характеризующей его избирательные свойства.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Design of Bipolar Differential OpAmps with Unity Gain Bandwidth up to 23 GHz \ N.Prokopenko, A.Budyakov, K.Schmalz, C.Scheytt, P.Ostrovskyy \\ Proceeding of the 4-th European Conference on Circuits and Systems for Communications - ECCSC'08 / - Politehnica University, Bucharest, Romania: July 10-11, 2008, - pp.50-53.

2. СВЧ СФ-блоки систем связи на базе полностью дифференциальных операционных усилителей \ Прокопенко Н.Н., Будяков А.С., K.Schmalz, С.Scheytt \\ Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем - 2010. Сборник трудов / под общ. ред. академика РАН А.Л.Стемпковского. - М.: ИППМ РАН, 2010. - С.583-586.

3. Патент WO/2006/077525.

4. Патент US 4.267.518, fig.6.

5. Патент RU 2101850 fig.1.

6. Патент WO/2007/022705.

7. Патентная заявка US 2006/0186951 fig.3.

8. Патентная заявка US 2007/0040604 fig.3.

9. Патент WO/03052925A1 fig.3.

10. Патент US 6.011.431 fig.4.

11. Патент US 5.331.478 fig.3.

12. Патент US 4.885.548 fig.9.

13. Патент US 4.974.916 fig.1.

14. Патентная заявка US 2008/0122530 fig.4.

15. Патент US 5.298.802.

16. Патент US 2009/0261899 fig.3.

17. Патент CN 101204009.

18. Патент ЕР 1844547.

19. Патент UA 17276.

20. Патент US 2009/0289714 fig.4.

21. Патент US 7.202.762.

22. Патент US 6.188.272.

23. Патент US 5.847.605.

24. Патент US 7.116.961.

25. Патентная заявка US 2011/0109388 fig.2.

26. Патентная заявка US 2006/0186951 fig.2.

27. Патент US 5.012.201 fig.2.

28. Патентная заявка US 2010/0201437 fig.2.

1. Избирательный усилитель, содержащий источник сигнала (1), связанный со входом устройства, первый (2) входной транзистор, эмиттер которого через первый (3) токостабилизирующий двухполюсник связан с первой (4) шиной источника питания, а коллектор связан со второй (5) шиной источника питания, первый (6) частотно-задающий резистор, включенный между второй (5) шиной источника питания и выходом устройства (7), второй (8) входной транзистор, коллектор которого связан со второй (5) шиной источника питания через второй (9) токостабилизирующий двухполюсник, третий (10) токостабилизирующий двухполюсник, первый (11) корректирующий конденсатор, отличающийся тем, что третий (10) токостабилизирующий двухполюсник включен между второй (5) шиной источника питания и базой второго (2) входного транзистора, параллельно эмиттерно-базовому переходу которого включен дополнительный р-n переход (12), между базой второго (8) входного транзистора и эмиттером первого (2) входного транзистора включены последовательно соединенные первый (11) корректирующий конденсатор и второй (13) частотно-задающий резистор, выход устройства (7) связан с базой первого (2) входного транзистора, коллектор которого подключен ко второй (5) шине источника питания, параллельно первому (6) частотно-задающему резистору включен по переменному току второй (14) корректирующий конденсатор, коллектор второго (8) входного транзистора связан со входом дополнительного токового зеркала (15), согласованного с первой (4) шиной источника питания, токовый выход дополнительного токового зеркала (15) соединен с выходом устройства (7), а вход устройства соединен с эмиттером второго (8) входного транзистора.

2. Избирательный усилитель по п.1, отличающийся тем, что коллектор второго (8) входного транзистора связан со входом дополнительного токового зеркала (15) через дополнительный неинвертирующий повторитель тока (16).