Устройство передачи, устройство приема и способ передачи в режиме ofdm

Устройство передачи, устройство приема и способ передачи в режиме ofdm

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Область техники

Настоящее изобретение относится к технике передачи данных с использованием OFDM (ортогонального частотного мультиплексирования) с пилот-сигналами, рассеянными в плоскости несущая-символ.

Уровень техники

OFDM - это способ передачи, согласно которому большое количество взаимно ортогональных несущих модулируют цифровыми данными, подлежащими передаче, и полученные модулированные волны мультиплексируют и передают. С увеличением количества используемых несущих длительность символа возрастает по сравнению со способом передачи на одной несущей при той же скорости передачи. Это делает передачу OFDM более устойчивой к эффекту многолучевого распространения. Кроме того, в OFDM избыточную длительность, именуемую защитным интервалом, вставляют между соседними символами во избежание межсимвольной помехи, обусловленной многолучевым распространением.

Однако, в условиях многолучевого распространения, фазы и амплитуды отдельных несущих изменяются, в связи с чем приемник нуждается в компенсации (выравнивании) искажения по фазе и амплитуде. В одной схеме, широко применяемой для выравнивания, пилот-сигналы (фаза и амплитуда которых известны приемнику) передают в некоторых ячейках (т.е. блоках передачи, идентифицируемых комбинациями номера символа и номера несущей), содержащихся в сигнале OFDM. Приемник оценивает характеристики канала с использованием пилот-сигналов и выравнивает принятый сигнал с использованием оцененных характеристик канала.

Например, в системе DVB-T (цифрового видеовещания), которая является стандартом вещания для цифровых наземных телевизионных сетей в Европе, и в системе ISDB-T (интегрированные услуги цифрового вещания), принятой в Японии, пилот-сигналы, именуемые SP (рассеянными пилот-сигналами), рассеивают в плоскости несущая-символ (ниже именуемый "плоскость k-n") согласно шаблону, показанному на фиг. 17 (см. непатентные документы 1 и 2, перечисленные ниже). В каждой фигуре, где показан шаблон расположения сигнала для SP-сигналов, вертикальная ось представляет ось времени, и "n" представляет номер символа, тогда как горизонтальная ось представляет ось частоты, и k представляет номер несущей. Кроме того, незакрашенный кружок представляет ячейку, несущую SP-сигнал, тогда как черная точка представляет ячейку, несущую данные. Данные, в том смысле, в каком это слово употребляется здесь, включают в себя данные, представляющие видео- и аудиоинформацию, а также включают в себя информацию управления, например TPS (сигнализация параметров передачи) в DVB-T и TMCC (управление конфигурацией передачи и мультиплексирования) в ISDB-T. В каждой фигуре, где показан шаблон расположения сигнала для SP-сигналов в плоскости k-n, номер символа начинается с 0, и номер несущей начинается с 0.

Здесь пусть Tu представляет длительность полезного символа, Tg представляет длительность защитного интервала, и Ts (=Tu+Tg) представляет длительность символа. Тогда интервал между соседними ячейками на одной и той же несущей в направлении оси времени равен Ts, и интервал между соседними ячейками в одном и том же символе в направлении оси частоты равен 1/Tu.

Согласно фиг. 17 SP-сигналы в каждом символе появляются с интервалом в 12 несущих, и SP-сигналы на каждой несущей появляются с интервалом в 4 символа. Позиция каждого SP-сигнала сдвигается на три несущие при переходе к каждому следующему символу. Таким образом, когда k_SP(n) обозначает номер несущей для ячейки, содержащей SP-сигнал в символе, имеющем номер символа n, этот номер несущей k_SP(n) удовлетворяет следующему уравнению 1, где mod обозначает операцию по модулю, и p - целое число, большее или равное 0.

[уравнение 1]

Каждый SP-сигнал модулируют на основании псевдослучайной двоичной последовательности w_k и амплитуду и фазу SP-сигнала определяют в зависимости исключительно от номера несущей k для ячейки, содержащей этот SP-сигнал, а не от номера символа n.

Со ссылкой на фиг. 18 ниже приведено описание принципов оценки и выравнивания каналов, осуществляемых приемником с использованием SP-сигналов. На фиг. 18 показана блок-схема, демонстрирующая структуру типичного приемника.

В приемнике 100 сигнал, принятый с помощью непоказанной приемной антенны, подвергается заранее определенным процессам посредством непоказанных компонентов, в том числе, тюнера. Обработанный сигнал подают на блок 101 преобразования Фурье, где части сигнала, каждая из которых содержит длительность полезного символа Tu, вырезают из подаваемого сигнала, и преобразование Фурье применяется к вырезанным частям сигнала для преобразования вырезанных частей сигнала в сигнал приема Y'(n,k). Преобразованный сигнал приема Y'(n,k) выводится на блок 106 деления, а также на блок 102 извлечения SP. Блок 102 извлечения SP извлекает SP-сигнал приема Y'(n,k_SP(n)) из сигнала приема Y'(n,k) и выводит извлеченный SP-сигнал приема Y'(n,k_SP(n)) на блок 104 деления.

Блок 103 генерации SP генерирует номинальный SP-сигнал Y(n,k_SP(n)), который идентичен SP-сигналу, генерируемому передатчиком, и выводит SP-сигнал Y(n,k_SP(n)) на блок 104 деления. Блок 104 деления делит SP-сигнал приема Y'(n,k_SP(n)) на SP-сигнал Y(n,k_SP(n)) и выводит результат деления в качестве отклика канала H'(n,k_SP(n)) на блок 105 интерполяции. Блок 105 интерполяции интерполирует отклик канала H'(n,k_SP(n)) в плоскости k-n для оценки отклика канала H'(n,k) для каждой ячейки и выводит оцененный таким образом отклик канала H'(n,k) на блок 106 деления.

Блок 106 деления делит сигнал приема Y'(n,k) на отклик канала H'(n,k) для оценки сигнала передачи X'(n,k) и выводит оцененный таким образом сигнал передачи X'(n,k).

Благодаря вышеописанным процессам искажение по амплитуде и фазе сигнала передачи, обусловленное многолучевым распространением, компенсируется с использованием SP-сигналов (см., например, патентный документ 1).

Кроме того, раскрыто применение техник MIMO (множественные входы и множественные выходы), где на передатчике и на приемнике используют множественные антенны для обеспечения передачи данных с высокой скоростью и высокой пропускной способностью, к цифровому наземному телевещанию с использованием SP-сигналов, например, DVB-T (см., например, непатентный документ 3).

Прежде всего, ниже приведено общее описание системы передачи MIMO, в которой передатчик и приемник имеют по две антенны, со ссылкой на фиг. 19. На фиг. 19 показана схема, демонстрирующая такую систему передачи MIMO.

Передатчик 200 передает первый сигнал передачи и второй сигнал передачи с первой передающей антенны 201 и второй передающей антенны 202 соответственно. Первый сигнал передачи получают путем применения обратного преобразования Фурье к первому сигналу передачи Xc1(n,k) и второй сигнал передачи получают путем применения обратного преобразования Фурье ко второму сигналу передачи Xc2(n,k). Заметим, что первый и второй сигналы передачи одновременно передаются соответственно в ячейках, каждая из которых имеет номер символа n и номер несущей k.

Приемник 300 принимает первый сигнал приема с помощью приемной антенны 301. Первый сигнал приема содержит первый сигнал передачи, поступающий по каналу Pc11, и второй сигнал передачи, поступающий по каналу Pc12. Приемник 300 применяет преобразование Фурье к первому сигналу приема для получения первого сигнала приема Yc'1(n,k). Кроме того, приемник 300 принимает второй сигнал приема с помощью приемной антенны 302. Второй сигнал приема содержит второй сигнал передачи, поступающий по каналу Pc22. Приемник 300 применяет преобразование Фурье ко второму сигналу приема для получения второго сигнала приема Yc'2(n,k). Затем приемник 300 проводит заранее определенный процесс на первом сигнале приема Yc'1(n,k) и втором сигнале приема Yc'2(n,k) и выводит первый сигнал передачи Xc'1(n,k) и второй сигнал передачи Xc'2(n,k).

Здесь пусть Hc11(n,k), Hc12(n,k), Hc21(n,k) и Hc22(n,k) соответственно обозначают отклики каналов Pc11, Pc12, Pc21 и Pc22 в ячейке, имеющей номер символа n и номер несущей k. Пусть Nc1(n,k) и Nc2(n,k) обозначают мощность шума, содержащегося в первом сигнале приема Yc'1(n,k) и во втором сигнале приема Yc'2(n,k) соответственно. Тогда первый сигнал приема Yc'1(n,k) и второй сигнал приема Yc'2(n,k) выражены представленным ниже уравнением 2. Обозначение [] в уравнении 2 представляет матрицу.

[уравнение 2]

Таким образом, после оценки откликов каналов Pc11, Pc12, Pc21 и Pc22, приемник 300 способен разделять и выравнивать первый сигнал передачи Xc'1(n,k) и второй сигнал передачи Xc'2(n,k) с использованием представленного ниже уравнения 3, где Hc'11(n,k), Hc'12(n,k), Hc'21(n,k) и He'22(n,k) - отклики каналов, оцененные приемником 300. В уравнении 3 обозначение [] представляет матрицу, и обозначение []^-1 представляет матрицу, обратную матрице [].

[уравнение 3]

В непатентном документе 3 описана техника разделения и оценки откликов каналов двух каналов от двух передающих антенн на одну приемную антенну путем передачи SP-сигналов, расположенных согласно шаблону, показанному на фиг. 17, с первой передающей антенны и SP-сигналов, расположенных согласно шаблону, показанному на фиг. 20, со второй передающей антенны. На фиг. 20 знак плюс (+) указывает, что полярность SP-сигнала, передаваемого со второй передающей антенны, не инвертирована по отношению к полярности соответствующего SP-сигнала, передаваемого с первой передающей антенны. С другой стороны, знак минус (-) указывает, что полярность SP-сигнала, передаваемого со второй передающей антенны, инвертирована по отношению к полярности соответствующего SP-сигнала, передаваемого с первой передающей антенны.

Таким образом, для SP-сигналов, передаваемых со второй передающей антенны, полярность каждого SP-сигнала, имеющего четный номер символа, не инвертирована, и полярность каждого SP-сигнала, имеющего нечетный номер символа, инвертирована по отношению к полярности соответствующего SP-сигнала, передаваемого с первой передающей антенны.

Приемник наблюдает, для каждого символа, где номер символа n является четным числом, компоненты, представляющие сумму откликов каналов двух каналов, один из которых идет от первой передающей антенны на приемную антенну, и другой идет от второй передающей антенны на приемную антенну (ниже первый из них именуется "первым откликом канала", а второй - "вторым откликом канала"). С другой стороны, для каждого символа, где номер символа n является нечетным числом, наблюдаются компоненты, представляющие разность между первым и вторым канальными откликами. Таким образом, приемник может разделять и оценивать первый отклик канала, суммируя суммарные компоненты и разностные компоненты, и второй отклик канала, вычитая разностные компоненты из суммарных компонентов.

[Непатентный документ 1]

“Цифровое видеовещание (DVB); структура кадров, Кодирование канала и модуляция для цифрового наземного телевидения” Channel coding and modulation for digital terrestrial television, ETSI EN 300 744 Европейского института телекоммуникационных стандартов

[Непатентный документ 2]

“СИСТЕМА ПЕРЕДАЧИ ДЛЯ ЦИФРОВОГО НАЗЕМНОГО ТЕЛЕВИЗИОННОГО ШИРОКОВЕЩАНИЯ” (TRANSMISSION SYSTEM FOR DIGITAL TERRESTRIAL TELEVISION BROADCASTING), ARIB STD-B31 Ассоциации радиопромышленности и бизнеса

[Непатентный документ 3]

“MIMO ТВ СИСТЕМА С ДВОЙНОЙ ПОЛЯРИЗАЦИЕЙ” (A DUAL POLARIZATION MIMO BROADCAST TV SYSTEM), BBC Research White Paper WHP 144 авторов J. D. Mitchell, P. N. Moss и M. J. Thorp

[Патентный документ 1]

Японский патент № 2772286

Сущность изобретения

Техническая проблема

Ниже будет рассмотрен диапазон, в котором отклик канала надлежащим образом оценен, при условии, что SP-сигналы расположены согласно шаблону, показанному на фиг. 17, который используют в системе DVB-T, а также в системе ISDB-T.

На фиг. 21 показана диаграмма откликов в плоскости время задержки - доплеровская частота (ниже именуемой "плоскость τ-f_D") SP-сигналов, расположенных в плоскости k-n согласно шаблону, показанному на фиг. 17. Иными словами, на фиг. 21 показаны пары двухмерного преобразования Фурье SP-сигналов, расположенных в плоскости k-n согласно шаблону, показанному на фиг. 17. В каждой фигуре, где показаны отклики SP-сигнала и диапазоны оценки откликов каналов, горизонтальная ось представляет ось времени задержки (ниже именуемую "ось τ") и соответствует времени задержки (τ) импульсного отклика канала. Вертикальная ось представляет ось доплеровской частоты (ниже именуемую "ось f_D") и соответствует доплеровской частоте (f_D) спектра доплеровских частот канала. Кроме того, черная точка представляет отклик SP-сигнала в плоскости τ-f_D.

Согласно фиг. 21 минимальный интервал между откликами SP-сигнала в плоскости τ-f_D в направлении оси τ равен Tu/12. Причина в том, что SP-сигналы в плоскости k-n расположены так, что появляются через каждые 12 несущих в одном и том же символе. Иными словами, интервал выборок в направлении оси k равен 12/Tu. Кроме того, минимальный интервал между откликами SP-сигнала в плоскости τ-f_D в направлении оси f_D равен 1/(4Ts). Причина в том, что SP-сигналы в плоскости k-n расположены так, что появляются через каждые 4 символа на одной и той же несущей. Иными словами, интервал выборок в направлении оси n равен 4Ts. Кроме того, минимальный интервал между откликами SP-сигнала в плоскости τ-f_D на одной и той же доплеровской частоте в направлении оси τ равен Tu/3. Причина в том, что минимальный интервал между SP-сигналами в плоскости k-n в направлении оси k равен 3 несущим. Кроме того, минимальный интервал между откликами SP-сигнала при одном и том же времени задержки в плоскости τ-f_D в направлении оси f_D равен 1/Ts. Причина в том, что минимальный интервал между SP-сигналами в плоскости k-n в направлении оси n равен одному символу.

В случае когда импульсный отклик канала имеет расширение задержки, отклик расширяется в направлении оси τ по сравнению с соответствующим откликом SP-сигнала. В случае когда спектр доплеровских частот канала имеет частотное расширение, спектр расширяется в направлении оси f_D по сравнению с соответствующим откликом SP-сигнала.

На фиг. 22 показана область плоскости τ-f_D, в которой отклик канала H'(n,k_SP(n)) SP-сигнала можно интерполировать, не приводя к искажению, связанному с перекрытием спектров, при условии, что отклик канала H'(n,k_SP(n)) сначала интерполирован в направлении оси n, а затем в направлении оси k в плоскости k-n. На фиг. 22 черная точка представляет отклик SP-сигнала в плоскости τ-f_D, и прямоугольник представляет отклик канала от передающей антенны к приемной антенне.

Из фиг. 22 известно, что прямоугольная область, имеющая ширину Tu/3 в направлении оси τ и ширину 1/(4Ts) в направлении оси f_D, представляет собой область, в которой отклик канала интерполирован, не приводя к искажению, связанному с перекрытием спектров (ниже именуемую "интерполируемой областью"). В системах DVB-T и ISDB-T величина наибольшей длительности защитного интервала равна Tu/4. Когда длительность защитного интервала равна Tu/4, расширение импульсного отклика канала, меньшее или равное Tu/4, не будет негативно влиять на качество приема. Причина в том, что межсимвольная помеха гарантированно попадает в длительность защитного интервала. Ширина интерполируемой области в направлении оси τ задана равной Tu/3, чтобы обеспечить запас для реальных фильтров и, вместе с тем, гарантировать правильную оценку отклика канала, не создавая опасность межсимвольной помехи.

Как описано выше, в отношении деталей системы передачи, длительность защитного интервала и расположение SP-сигнала тесно связаны. Таким образом, чтобы не снизить устойчивость к задержке вследствие многолучевого распространения, обеспечиваемую путем вставки длительностей защитного интервала, минимальный интервал между SP-сигналами в плоскости k-n в направлении оси k нужно сделать короче заранее определенного интервала. Однако, в отношении эффективности передачи, желательно поддерживать минимальную плотность SP-сигналов, которые не несут никакой полезной информации. Таким образом, нужно искать компромисс между длительностью защитного интервала и расположением SP-сигнала.

На фиг. 23 показана область плоскости τ-f_D, в которой отклик канала H'(n,k_SP(n)) SP-сигнала можно интерполировать, не приводя к искажению, связанному с перекрытием спектров, при условии, что отклик канала H'(n,k_SP(n)) интерполирован только в направлении оси k, но не в направлении оси n, в плоскости k-n. На фиг. 23 черная точка представляет отклик SP-сигнала в плоскости τ-f_D, и прямоугольник представляет отклик канала канала от передающей антенны к приемной антенне.

Из фиг. 23 известно, что прямоугольная область, имеющая ширину Tu/12 в направлении оси τ и ширину 1/Ts в направлении оси f_D, представляет собой область, в которой отклик канала интерполирован, не приводя к искажению, связанному с перекрытием спектров (ниже именуемую «интерполируемой областью»).

Ниже будет рассмотрен диапазон, в котором отклик канала надлежащим образом оценен с помощью расположения SP-сигнала, раскрытого в непатентном документе 3, который используется для системы передачи MIMO.

Процесс обращения и не обращения полярности SP-сигналов, передаваемых с первой передающей антенны, эквивалентен арифметической операции умножения отдельных SP-сигналов, передаваемых с первой передающей антенны, на волну комплексной плоскости, выраженную левой стороной представленного ниже уравнения 4. Волна комплексной плоскости имеет эквифазную линию, параллельную направлению оси k в плоскости k-n, и период в направлении оси n, равный 2n.

[уравнение 4]

Заметим, что в уравнении 4, правая сторона получена путем преобразования левой стороны с использованием соотношения n=(1/Ts)t.

Соответственно, отклик каждого SP-сигнала, передаваемого со второй передающей антенны, сдвинут относительно отклика соответствующего SP-сигнала, передаваемого с первой передающей антенны, на 1/(2Ts) в направлении оси f_D в плоскости τ-f_D.

Ввиду вышеизложенного отклики SP-сигналов, передаваемых с первой передающей антенны, и отклики SP-сигналов со второй передающей антенны выражены в одной и той же плоскости τ-f_D, как показано на фиг. 24. Заметим, что черная точка представляет отклик SP-сигнала, передаваемого с первой передающей антенны, тогда как крестик представляет отклик SP-сигнала, передаваемого со второй передающей антенны.

Заметим, что процесс обращения и не обращения полярности SP-сигналов, передаваемых с первой передающей антенны, показанный на фиг. 20, призван обращать полярность SP-сигнала, передаваемого с первой передающей антенны на каждой третьей несущей в частотном направлении. Иными словами, процесс можно считать эквивалентным арифметической операции умножения отдельных SP-сигналов, передаваемых с первой передающей антенны, на волну комплексной плоскости, выраженную левой стороной представленного ниже уравнения 5. Волна комплексной плоскости имеет эквифазную линию, параллельную оси n в плоскости k-n, и период в направлении оси k, равный 6k.

[уравнение 5]

Заметим, что в уравнении 5 правая сторона получена путем преобразования левой стороны с использованием соотношения k=Tuf. Кроме того, фазовый член в уравнении 5 входит с отрицательным знаком (-). Причина в том, что задержка в положительном направлении вдоль оси τ соответствует вращению фазы exp(-j2πfτ) в отрицательном направлении пропорционально частоте f.

На основании вышеприведенного рассмотрения отклик каждого SP-сигнала, передаваемого со второй передающей антенны, сдвинут относительно отклика соответствующего SP-сигнала, передаваемого с первой передающей антенны, на Tu/6 в направлении оси τ в плоскости τ-f_D. Отсюда следует, что каждый отклик, показанный на фиг. 20, эквивалентен отклику, полученному путем сдвига отклика соответствующего SP-сигнала, показанного на фиг. 24, на 1/(2Ts) в направлении оси f_D.

Приемник делит каждый принятый SP-сигнал (т.е. смешанный SP-сигнал, который является смесью SP-сигнала, передаваемого с первой передающей антенны, и SP-сигнала, передаваемого со второй передающей антенны) на номинальный SP-сигнал. В результате деления приемник получает отклик канала, который является смесью отклика канала канала от первой передающей антенны к приемной антенне (отклик первого канала) и отклик канала канала от второй передающей антенны к приемной антенне (отклик второго канала).

Первый отклик канала имеет расширение от черных точек, показанных на фиг. 24, в соответствии с импульсным откликом и спектром доплеровских частот. Аналогично, второй отклик канала имеет расширение от крестиков, показанных на фиг. 24, в соответствии с импульсным откликом и спектром доплеровских частот.

На фиг. 25 показана область плоскости τ-f_D, в которой первый и второй отклики каналов интерполированы, не приводя к искажению, связанному с перекрытием спектров, и отделяются друг от друга, не приводя к перекрестной помехе между ними, при условии, что отклик канала каждого SP-сигнала интерполирован сначала в направлении оси n, а потом в направлении оси k в плоскости k-n. На фиг. 25 черная точка представляет отклик SP-сигнала, передаваемого с первой передающей антенны, тогда как крестик представляет отклик SP-сигнала, передаваемого со второй передающей антенны. Кроме того, прямоугольник, выполненный сплошной линией, представляет первый отклик канала, тогда как прямоугольник, выполненный прерывистой линией, представляет второй отклик канала.

Из фиг. 25 известно, что прямоугольная область, имеющая ширину Tu/6 в направлении оси τ и ширину 1/(4Ts) в направлении оси f_D, представляет собой область, ниже именуемую "интерполируемой и разделяемой областью". В интерполируемой и разделяемой области отклики первого и второго каналов интерполированы, не приводя к искажению, связанному с перекрытием спектров, и разделены, не приводя к перекрестной помехе между ними.

На фиг. 26 показана область плоскости τ-f_D, в которой отклики первого и второго каналов интерполированы, не приводя к искажению, связанному с перекрытием спектров, и отделены друг от друга, не приводя к перекрестной помехе между ними, при условии, что отклик канала каждого SP-сигнала интерполирован только в направлении оси k, но не в направлении оси n, в плоскости k-n. На фиг. 26 черная точка представляет отклик SP-сигнала, передаваемого с первой передающей антенны, тогда как крестик представляет отклик SP-сигнала, передаваемого со второй передающей антенны. Кроме того, прямоугольник, выполненный сплошной линией, представляет отклик первого канала, тогда как прямоугольник, выполненный прерывистой линией, представляет отклик второго канала.

Из фиг. 26 известно, что прямоугольная область, имеющая ширину Tu/12 в направлении оси τ и ширину 1/(2Ts) в направлении оси f_D, представляет собой область, ниже именуемую «интерполируемой и разделяемой областью». В интерполируемой и разделяемой области отклики первого и второго каналов интерполированы, не приводя к искажению, связанному с перекрытием спектров, и разделены, не приводя к перекрестной помехе между ними.

Из сравнения интерполируемой области, показанной на фиг. 22, с интерполируемой и разделяемой областью, показанной на фиг. 25, можно видеть, что ширина Tu/6 интерполируемой и разделяемой области в направлении оси τ равна половине ширины Tu/3 интерполируемой области в направлении оси τ. Как упомянуто выше, предпочтительно задавать ширину в направлении оси τ, в пределах которой гарантируется правильная оценка откликов первого и второго каналов, таким образом, чтобы не снизить допуск к задержке вследствие многолучевого распространения, обеспечиваемый путем вставки длительностей защитного интервала. Однако способ передачи SP-сигнала, описанный в непатентном документе 3, связан со следующей проблемой, даже без учета какого-либо запаса, необходимого для реальных фильтров, используемых для интерполяции и разделения. Она состоит в том, что, в случае когда длительность защитного интервала превышает Tu/6, в частности когда длительность защитного интервала равна, например, Tu/4, допуск к задержке вследствие многолучевого распространения, достигаемый путем вставки защитных интервалов, ухудшается, таким образом отклики первого и второго каналов могут быть некорректно оценены.

Кроме того, из сравнения интерполируемой области, показанной на фиг. 23, с интерполируемой и разделяемой областью, показанной на фиг. 26, можно видеть, что ширина 1/(2Ts) интерполируемой и разделяемой области в направлении оси f_D равна половине ширины 1/Ts интерполируемой области в направлении оси f_D. Как указано выше, способ передачи SP-сигнала согласно непатентному документу 3 сталкивается с проблемой способности отслеживания временных изменений канала.

Ввиду вышеуказанных проблем задачей настоящего изобретения является обеспечение передатчика, приемника и способа передачи в режиме OFDM, каждый из которых достигает следующих преимуществ, в случае когда множество пилот-сигналов передают от множества передающих антенн. Передатчик, приемник и способ передачи в режиме OFDM согласно настоящему изобретению гарантируют правильную оценку отклика канала, при наличии расширения задержки, в сравнении со случаем, когда пилот-сигналы передают с единственной передающей антенны, или гарантируют способность отслеживать временные изменения канала в сравнении со случаем, когда пилот-сигналы передают с единственной передающей антенны.

Решение проблемы

Для решения вышеуказанной задачи передатчик согласно одному аспекту настоящего изобретения имеет передающие антенны с первой по M-ю (где M - целое число, большее или равное 2) и предназначен для передачи сигнала OFDM, полученного путем модуляции множества несущих за длительность символа. Сигнал OFDM содержит пилот-сигналы, рассеянные в плоскости несущая-символ. В плоскости несущая-символ k обозначает номер несущей, n обозначает номер символа, Δk обозначает интервал между пилот-сигналами в одном и том же символе, Δn обозначает интервал между пилот-сигналами на одной и той же несущей, и p обозначает целое число, большее или равное 0. n_s и k_s обозначают ненулевые целые числа, и m обозначает целое число, удовлетворяющее условию 1≤m≤M. Когда 2≤m≤M, ни (m-1)n_s, ни (m-1)k_s не является целым, кратным M. Номер несущей k_P(n) для несущей, которая передает пилот-сигнал в символе с номером символа n, удовлетворяет уравнению 6.

[уравнение 6]

Передатчик включает в себя блок генерации, способный генерировать множество пилот-сигналов в качестве m-х пилот-сигналов для m-й антенны (где 1≤m≤M), таким образом, чтобы разность фаз между фазой каждого m-го пилот-сигнала и фазой опорного пилот-сигнала была равна значению, заданному уравнением 7.

[уравнение 7]

Передатчик также включает в себя передатчик, способный передавать, с m-й передающей антенны, сигнал OFDM, содержащий m-е пилот-сигналы, сгенерированные блоком генерации.

Преимущества изобретения

Согласно вышеописанным аспектам настоящего изобретения гарантировано, что отклики пилот-сигналов, возникающие на одной и той же доплеровской частоте в плоскости τ-f_D, все передают только с одной из передающих антенн с первой по M-ю, а также, что отклики пилот-сигналов, возникающие при одном и том же времени задержки в плоскости τ-f_D, все передают только с одной из передающих антенн с первой по M-ю. В силу этого передатчик передает пилот-сигналы с передающих антенн с первой по M-ю, чтобы гарантировать, что приемник способен оценивать отклики каналов, пока расширение задержки пилот-сигналов находится на том же уровне, который можно точно оценить при передаче пилот-сигналов с единственной передающей антенны, или способен отслеживать временные изменения канала с точностью, которая была бы достигнута при передаче пилот-сигналов с единственной передающей антенны.

Краткое описание чертежей

Фиг. 1 - схема, демонстрирующая конфигурацию системы передачи MIMO согласно первому варианту осуществления настоящего изобретения.

Фиг. 2 - диаграмма, демонстрирующая шаблон расположения и обращение полярности SP-сигналов, передаваемых со второй передающей антенны 12, показанной на фиг. 1.

Фиг. 3 - диаграмма, демонстрирующая, в плоскости τ-f_D, отклики SP-сигналов, передаваемых с первой передающей антенны 11 и второй передающей антенны 12, показанных на фиг. 1.

Фиг. 4 - диаграмма, демонстрирующая область, в которой отклики каналов разделяют и оценивают, при условии использования SP-сигналов, расположенных согласно шаблонам, показанным на фиг. 17 и 2.

Фиг. 5 - другая диаграмма, демонстрирующая область, в которой отклики каналов разделяют и оценивают, при условии использования SP-сигналов, расположенных согласно шаблонам, показанным на фиг. 17 и 2.

Фиг. 6 - схема, демонстрирующая структуру передатчика 10, показанного на фиг. 1.

Фиг. 7 - схема, демонстрирующая структуру приемника 30, показанного на фиг. 1.

Фиг. 8 - схема, демонстрирующая структуры блоков 35 и 38 разделения и оценки каналов, показанных на фиг. 7.

Фиг. 9 - диаграмма, демонстрирующая шаблон расположения и обращение полярности SP-сигналов, передаваемых со второй передающей антенны 12, согласно второму варианту осуществления настоящего изобретения.

Фиг. 10 - диаграмма, демонстрирующая, в плоскости τ-f_D, отклики SP-сигналов, передаваемых с первой передающей антенны 11 и второй передающей антенны 12 согласно второму варианту осуществления.

Фиг. 11 - диаграмма, демонстрирующая область, в которой отклики каналов разделяют и оценивают, при условии использования SP-сигналов, расположенных согласно шаблонам, показанным на фиг. 17 и 9.

Фиг. 12 - другая диаграмма, демонстрирующая область, в которой отклики каналов разделяют и оценивают, при условии использования SP-сигналов, расположенных согласно шаблонам, показанным на фиг. 17 и 9.

Фиг. 13 - схема, демонстрирующая структуру передатчика 10a согласно второму варианту осуществления.

Фиг. 14 - схема, демонстрирующая структуру приемника 30a, согласно второму варианту осуществления.

Фиг. 15 - схема, демонстрирующая структуры блоков 35a и 38a разделения и оценки каналов, показанных на фиг. 14.

Фиг. 16 - диаграмма, демонстрирующая обобщение волн комплексной плоскости, используемых в первом и втором вариантах осуществления.

Фиг. 17 - диаграмма, демонстрирующая шаблон расположения SP-сигнала, используемый в системе DVB-T или ISDB-T.

Фиг. 18 - схема, демонстрирующая структуру традиционного приемника, для иллюстрации принципов оценки канала и выравнивания сигналов приема, осуществляемых приемником.

Фиг. 19 - схема, демонстрирующая структуру традиционной системы передачи MIMO, для иллюстрации принципов способа передачи MIMO.

Фиг. 20 - диаграмма, демонстрирующая шаблон расположения и обращение полярности SP-сигналов, передаваемых со второй передающей антенны 12 согласно традиционной технике.

Фиг. 21 - диаграмма, демонстрирующая, в плоскости τ-f_D, SP-сигналы, расположенные согласно шаблону, показанному на фиг. 17.

Фиг. 22 - диаграмма, демонстрирующая область, в которой отклики каналов разделяют и оценивают, при условии использования SP-сигналов, расположенных согласно шаблону, показанному на фиг. 17.

Фиг. 23 - другая диаграмма, демонстрирующая область, в которой отклики каналов разделяют и оценивают, при условии использования SP-сигналов, расположенных согласно шаблону, показанному на фиг. 17.

Фиг. 24 - диаграмма, демонстрирующая, в плоскости τ-f_D, отклики SP-сигналов, передаваемых с первой передающей антенны и второй передающей антенны согласно традиционной технике.

Фиг. 25 - диаграмма, демонстрирующая область, в которой отклики каналов разделяют и оценивают, при условии использования SP-сигналов, расположенных согласно шаблонам, показанным на фиг. 17 и 20.

Фиг. 26 - другая диаграмма, демонстрирующая область, в которой отклики каналов разделяют и оценивают, при условии использования SP-сигналов, расположенных согласно шаблонам, показанным на фиг. 17 и 20.

Список условных обозначений

10 Передатчик

11 Первая передающая антенна

12 Вторая передающая антенна

13 Блок генерации SP

14 Блок генерации волны комплексной плоскости

15 Блок умножения

30 Приемник

31 Первая приемная антенна

32 Вторая приемная антенна

35, 38 Блок разделения и оценки каналов

51, 61 Блок распределения SP

52 Блок генерации SP

53, 63 Блок деления

54, 57, 64, 67 Блок интерполяции

55 Блок генерации волны комплексной плоскости

56, 66 Блок умножения

Описание вариантов осуществления

Один аспект настоящего изобретения предусматривает первый передатчик, имеющий передающие антенны с первой по M-ю (где M - целое число, большее или равное 2) и предназначенный для передачи сигнала OFDM, полученного путем модуляции множества несущих за длительность символа. Сигнал OFDM содержит пилот-сигналы, рассеянные в плоскости несущая-символ. В плоскости несущая-символ k обозначает номер несущей, n обозначает номер символа, Δk обозначает интервал между пилот-сигналами в одном и том же символе, Δn обозначает интервал между пилот-сигналами на одной и той же несущей, и p обозначает целое число, большее или равное 0. n_s и k_s обозначают ненулевые целые числа, и m обозначает целое число, удовлетворяющее условию 1≤m≤M. Когда 2≤m≤M, ни (m-1)n_s, ни (m-1)k_s не является целым, кратным M. Номер несущей k_P(n) для несущей, которая передает пилот-сигнал в символе с номером символа n, удовлетворяет уравнению 8.

[уравнение 8]

Первый передатчик включает в себя блок генерации, способный генерировать множество пилот-сигналов в качестве m-х пилот-сигналов для m-й антенны (где 1≤m≤M), таким образом, чтобы разность фаз между фазой каждого m-го пилот-сигнала и фазой опорного пилот-сигнала была равна значению, заданному уравнением 9.

[уравнение 9]

Первый передатчик также включает в себя передатчик, функционирующий с возможностью передавать с m-й передающей антенны сигнал OFDM, содержащий m-е пилот-сигналы, сгенерированные блоком генерации.

Согласно вышеописанным аспектам настоящего изобретения гарантируют, что отклики пилот-сигналов, возникающие на одной и той же доплеровской частоте в плоскости τ-f_D, все передают только с одной из передающих антенн с первой по M-ю, а также, что отклики пилот-сигналов, возникающие при одном и том же времени задержки в плоскости τ-f_D, все передают только с одной из передающих антенн с первой по M-ю. В силу этого первый передатчик передает пилот-сигналы с передающих антенн с первой по M-ю таким образом, чтобы приемник мог оценивать отклики каналов при наличии расширения задержки настолько, насколько можно было бы ожидать при передаче пилот-сигналов с единственной передающей антенны, или отслеживать временные изменения канала с точностью, которая была бы достигнута при передаче пилот-сигналов с единственной передающей антенны.

Другой аспект настоящего изобретения предусматривает второй передатчик, согласующийся с первым передатчиком, в котором блок генерации включает в себя: блок генерации опорного сигнала, функционирующий с возможностью генерировать множество первых пилот-сигналов, причем каждый первый пилот-сигнал является опорным пилот-сигналом; и блок умножения, функционирующий с возможностью генерировать m-е пилот-сигналы, где 2≤m≤M, причем каждый m-й пилот-сигнал генерируют путем умножения опорного пилот-сигнала на волну комплексной плоскости, выраженную уравнением 10 в плоскости несущая-символ.

[уравнение 10]

Еще один аспект настоящего изобретения предусматривает третий передатчик, согласующийся с первым передатчиком, в котором блок генерации включает в себя: блок генерации опорного сигнала, функционирующий с возможностью генерировать множество первых пилот-сигналов, причем каждый первый пилот-сигнал является опорным сигналом; и блок фазовращения, функционирующий с возможностью генерировать m-е пилот-сигналы, где 2≤m≤M, причем каждый m-й пилот-сигнал генерируют путем вращения фазы опорно