Устройство и способ освещения на основе сид с высоким коэффициентом мощности

Устройство и способ освещения на основе сид с высоким коэффициентом мощности

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Уровень техники

Преобразователь постоянного тока является общеизвестным электрическим устройством, который принимает входное напряжение постоянного тока и обеспечивает выходное напряжение постоянного тока. Для многих применений преобразователи постоянного тока выполняются с возможностью подачи стабилизированного выходного напряжения постоянного тока на нагрузку, основываясь на нестабилизированном входном напряжении постоянного тока; обычно преобразователь постоянного тока может применяться для преобразования нестабилизированного напряжения, обеспечиваемого любым из многочисленных источников питания постоянного тока, в более подходящее стабилизированное напряжение для приведения в действие данной нагрузки. Во многих обычных реализациях источников питания нестабилизированное входное напряжение постоянного тока получается от источника питания переменного тока, такого как напряжение сети переменного тока 120В действующего напряжения/60 Гц, которое выпрямляется и фильтруется устройством мостового выпрямителя/схемы фильтра. В этом случае, как описано дополнительно ниже, компоненты защитной развязки обычно применяются в преобразователе постоянного тока для обеспечения безопасной работы при потенциально опасных имеющихся напряжениях.

Фиг.1 иллюстрирует принципиальную схему обычного понижающего преобразователя 50 постоянного тока, выполненного с возможностью подачи стабилизированного выходного напряжения 32 (V _out) постоянного тока в нагрузку 40, основываясь на более высоком нестабилизированном входном напряжении 30 (V _in) постоянного тока. Понижающий (step-down) преобразователь на фиг.1 также обычно упоминается как «понижающий» («buck») преобразователь. С функциональной точки зрения понижающий преобразователь по фиг.1 обычно является представителем других типов преобразователей постоянного тока, некоторые примеры которых описываются, в свою очередь, ниже.

Преобразователи постоянного тока, подобные понижающему преобразователю по фиг.1, применяют транзистор или эквивалентный прибор, который конфигурируется для работы в качестве ключа в режиме насыщения, который позволяет селективно накапливать энергию в приборе накопления энергии (например, ссылка на транзисторный ключ 20 и катушку 22 индуктивности на фиг.1). Хотя фиг.1 иллюстрирует такой транзисторный ключ в виде биполярного плоскостного транзистора (BJT), полевые транзисторы (FET) также могут применяться в качестве ключей в различных реализациях преобразователя постоянного тока. По причине применения такого транзисторного ключа преобразователи постоянного тока также обычно упоминаются как «импульсные стабилизаторы», вследствие их общей функциональной возможности.

В частности, транзисторный ключ 20 в схеме по фиг.1 приводится в действие для периодической подачи нестабилизированного входного напряжения 30 (V _in) постоянного тока на катушку 22 индуктивности (L) в течение относительно коротких интервалов времени (на фиг.1 и последующих фигурах, если не указано иначе, изображена одна катушка индуктивности, чтобы схематически представлять одну или несколько фактических катушек индуктивности, расположенных в любой из многочисленных последовательно/параллельных конфигураций, чтобы получить требуемую индуктивность). В течение интервалов, в которых транзисторный ключ «включен» или замкнут (т.е. пропускает входное напряжение V _in на катушку индуктивности), ток течет через катушку индуктивности, основываясь на приложенном напряжении, и катушка индуктивности накапливает энергию в своем магнитном поле. Когда ключ переведен в состояние «выключено» или разомкнут (т.е. входное напряжение постоянного тока снимается с катушки индуктивности), энергия, накопленная в катушке индуктивности, переносится на конденсатор 34 фильтра, который функционирует для подачи относительно выровненного выходного напряжения V _out постоянного тока на нагрузку 40 (т.е. конденсатор обеспечивает, по существу, непрерывную энергию в нагрузку между циклами накопления энергии катушки индуктивности).

Более конкретно, на фиг.1, когда транзисторный ключ 20 включен, напряжение V _L=V _out-V _in прикладывается параллельно катушке 22 индуктивности. Это приложенное напряжение вызывает протекание линейно увеличивающегося тока I _L через катушку индуктивности (и в нагрузку и конденсатор), основываясь на зависимости V _L=L·dI _L/dt. Когда транзисторный ключ 20 выключен, ток I _L через катушку индуктивности продолжает протекать в этом же направлении, причем диод 24 (D1) теперь является проводящим, замыкая цепь. Пока ток протекает через диод, напряжение V _L на катушке индуктивности фиксируется на значении V _out-V _diode, вызывая линейное уменьшение тока I _L катушки индуктивности, так как энергия передается из магнитного поля катушки индуктивности на конденсатор и в нагрузку. Фиг.2 представляет собой диаграмму, иллюстрирующую различные формы волны сигнала для схемы на фиг.1 во время операций переключения, описанных непосредственно выше.

Обычные преобразователи постоянного тока могут выполняться для работы в различных режимах, обычно упоминаемых как «непрерывный» режим и «прерывистый» режим. При работе в непрерывном режиме ток I _L катушки индуктивности остается выше нуля в течение последовательных циклов переключения транзисторного ключа, тогда как в прерывистом режиме ток катушки индуктивности начинается при нуле в начале данного цикла переключения и возвращается к нулю перед окончанием цикла переключения. Чтобы обеспечить в некоторой степени упрощенный, но все же информативный анализ схемы по фиг.1, описание ниже рассматривает работу в непрерывном режиме и предполагает для данного момента, что нет падений напряжения на транзисторном ключе, когда ключ включен (т.е. является проводящим), и что существует незначительное падение напряжения на диоде D1, в то время как диод проводит ток. С этой целью, изменения тока катушки индуктивности по последовательным циклам переключения могут исследоваться при помощи фиг.3.

Фиг.3 представляет собой график, на котором наложено напряжение в точке V _X, показанное на фиг.1 (снова игнорируя любое падение напряжения на диоде D1), основываясь на работе транзисторного ключа 20, и ток через катушку I _L индуктивности для двух последовательных циклов переключения. На фиг.3 горизонтальная ось представляет время t, и полный цикл переключения представлен периодом T времени, тогда как время «включения» транзисторного ключа указано как t _on и время «выключения» ключа указано как t _off (т.е. T=t _on+t _off).

Для работы при установившемся состоянии необходимо понять, что ток I _L катушки индуктивности в начале и конце цикла переключения по существу один и тот же, что можно наблюдать на фиг.3 посредством обозначения I _o. Следовательно, из зависимости V _L=L·dI _L/dt изменение тока dI _L по одному циклу переключения равно нулю и может быть определено:

которое упрощается до

или

где D определяется как «рабочий цикл» транзисторного ключа, или соотношение времени на цикл переключения, когда ключ включен и позволяет выполнять накопление энергии в катушке индуктивности. Из вышеописанного можно видеть, что отношение выходного напряжения к входному напряжению пропорционально D; а именно, посредством изменения рабочего цикла D ключа в схеме по фиг.1 выходное напряжение V _out может изменяться в отношении входного напряжения V _in, но не может превышать входного напряжения, так как максимальный рабочий цикл D равен 1.

Следовательно, как упомянуто ранее, обычный понижающий преобразователь по фиг.1, в частности, конфигурируется на подачу в нагрузку 40 стабилизированного выходного напряжения V _out, которое меньше входного напряжения V _in. Чтобы обеспечить стабильность выходного напряжения V _out, как показано на фиг.1, понижающий преобразователь применяет цепь 46 управления с обратной связью для управления работой транзисторного ключа 20. Обычно, как указано на фиг.1 соединением 47, питание для различных компонентов цепи 46 управления с обратной связью можно получать из входного напряжения V _in постоянного тока или, альтернативно, от другого независимого источника питания.

Как показано на фиг.1, в цепи 46 управления с обратной связью напряжение V _sample масштабированного отсчета выходного напряжения V _out постоянного тока подается в качестве входного сигнала на цепь 46 управления с обратной связью (например, через резисторы R ₂ и R ₃) и сравнивается усилителем 28 рассогласования с опорным напряжением V _ref. Опорное напряжение V _ref представляет собой стабильное масштабированное представление требуемого стабилизированного выходного напряжения V _out. Усилитель 28 рассогласования генерирует сигнал 38 рассогласования (в данном примере сигнал положительного напряжения в некотором заданном диапазоне), основываясь на сравнении V _sample и V _ref, и амплитуда этого сигнала рассогласования, в конечном счете, управляет работой транзисторного ключа 20, который, в свою очередь, регулирует выходное напряжение V _out при помощи регулировок рабочего цикла ключа. Таким образом, цепь управления с обратной связью поддерживает стабильное стабилизированное выходное напряжение V _out.

Более конкретно, сигнал 38 рассогласования служит в качестве управляющего напряжения для широтно-импульсного модулятора 36, который также принимает поток 42 импульсов, имеющий частоту f=1/T, обеспечиваемую генератором 26. В обычных преобразователях постоянного тока примерные частоты f для потока 42 импульсов включают в себя, но не ограничиваются ими, диапазон от приблизительно 50 кГц до 100 кГц. Широтно-импульсный модулятор 36 выполнен с возможностью использования как потока 42 импульсов, так и сигнала 38 рассогласования для обеспечения сигнала 44 управления включением-выключением, который управляет рабочим циклом транзисторного ключа 20. В сущности, импульс потока 42 импульсов действует в качестве «триггера», вызывающего включение широтно-импульсным модулятором транзисторного ключа 20, и сигнал 38 рассогласования определяет, сколько времени транзисторный ключ остается включенным (т.е. длительность периода t _on времени и, следовательно, рабочий цикл D).

Например, если сигнал 38 рассогласования указывает, что отсчитанное выходное напряжение V _sample больше V _ref (т.е. сигнал 38 рассогласования имеет относительно низкое значение), широтно-импульсный модулятор 36 конфигурируется на обеспечение управляющего сигнала 44 с импульсами «включения» относительно более короткой длительности или меньшим рабочим циклом, тем самым подавая относительно меньшую энергию на катушку индуктивности, когда транзисторный ключ 20 включен. И наоборот, если сигнал 38 рассогласования указывает, что V _sample ниже V _ref (т.е. сигнал рассогласования имеет относительно более высокое значение), широтно-импульсный модулятор конфигурируется на обеспечение управляющего сигнала с импульсами «включения» относительно большей длительности или более высоким рабочим циклом, таким образом подавая относительно больше энергии на катушку индуктивности, когда транзисторный ключ 20 включен. Следовательно, посредством модуляции длительности импульсов «включения» управляющего сигнала 44 при помощи сигнала 38 рассогласования выходное напряжение V _out стабилизируется цепью 46 управления с обратной связью, аппроксимируя требуемое выходное напряжение, представляемое посредством V _ref.

Другие типы обычных преобразователей постоянного тока, в дополнение к понижающему преобразователю, описанному выше в связи с фиг.1, включают в себя, например, повышающий (step-up) или «повышающий» («boost») преобразователь, который обеспечивает стабилизированное выходное напряжение постоянного тока, которое выше входного напряжения, инвертирующий или «повышающе-понижающий» преобразователь, который может быть сконфигурирован на обеспечение стабилизированного выходного напряжения постоянного тока, которое или меньше, или больше входного напряжения и имеет полярность, противоположную полярности входного напряжения, и преобразователь «Чука», который основан на принципах переноса энергии с емкостной связью. Подобно понижающему преобразователю, в каждом из этих других типов преобразователей рабочий цикл D транзисторного ключа определяет отношение выходного напряжения V _out к входному напряжению V _in.

Фиг.4 иллюстрирует обычный повышающий преобразователь 52, и фиг.5 иллюстрирует обычный повышающе-понижающий преобразователь или инвертирующий стабилизатор 54. Оба эти преобразователя могут анализироваться аналогично понижающему преобразователю по фиг.1 для определения, как рабочий цикл D оказывает влияние на отношение V _out/V _in. Фиг.6 иллюстрирует пример преобразователя 56 «Чука», который применяет емкостную связь, а не главным образом индуктивную связь. Схема по фиг.6 получена из принципа двойственности, основанного на повышающе-понижающем преобразователе по фиг.5 (т.е. зависимость между рабочим циклом D и отношением V _out/V _in в преобразователе Чука идентична зависимости повышающе-понижающего преобразователя). Одной заслуживающей внимание характеристикой преобразователя Чука является то, что входная и выходная катушки L ₁ и L ₂ индуктивности, показанные на фиг.6, создают, по существу, сглаженный ток как на входе, так и на выходе преобразователя, тогда как понижающий, повышающий и повышающе-понижающий преобразователи имеют или импульсный входной ток (например, см. фиг.2, вторая диаграмма сверху) или импульсный выходной ток.

Для всех преобразователей, показанных на фиг.4-6, подробности цепи управления с обратной связью стабилизации напряжения были опущены для упрощения; однако, необходимо понять, что, подобно понижающему преобразователю, показанному на фиг.1, каждый из преобразователей, показанных на фиг.4-6, включает в себя цепь управления с обратной связью для обеспечения стабилизации выходного напряжения, как описано выше в связи с фиг.1.

В некоторых обычных конфигурациях преобразователей постоянного тока также может применяться способ восприятия и ограничения входного тока, чтобы способствовать улучшенной работе преобразователя, особенно в непрерывном режиме. Такие преобразователи обычно упоминаются как стабилизаторы «токового режима». Одной из проблем, с которой сталкиваются стабилизаторы токового режима, является потенциально непредсказуемое нарастание энергии в катушке индуктивности во время последовательных циклов переключения.

Например, со ссылкой снова на фиг.3, так как ток I _L катушки индуктивности остается выше нуля в непрерывном режиме, энергия, накапливаемая в магнитном поле катушки индуктивности в любой данный момент времени, может зависеть не только от энергии, накопленной во время самого последнего цикла переключения, но также от остаточной энергии, которая накопилась во время одного или нескольких предыдущих циклов переключения. Эта ситуация обычно приводит к до некоторой степени непредсказуемому количеству энергии, переносимому посредством катушки индуктивности (или другого элемента переноса энергии) в любом данном цикле переключения. Усредненная во времени, однако, функция сглаживания выходного конденсатора 34 в схемах, описанных выше, вместе с функцией стабилизации напряжения, обеспечиваемой цепью управления с обратной связью, способствует, по существу, управляемой подаче мощности в нагрузку, основываясь на стабилизированном выходном напряжении V _out.

Цепь управления с обратной связью в описанных выше схемах, однако, обычно имеет ограниченное время реакции, и могут быть некоторые изменения во входных условиях (например, V _in) и/или в требованиях по питанию на выходе преобразователя постоянного тока, которые могут компрометировать стабильность цепи управления с обратной связью. Принимая во внимание вышеизложенное, стабилизаторы токового режима обычно конфигурируются на ограничение пикового тока I _P через катушку индуктивности, когда транзисторный ключ включен (например, см. фиг.3). Эта особенность ограничения входного тока также способствует предотвращению избыточных токов катушки индуктивности в случае существенных изменений во входных условиях и/или существенных изменениях требований к нагрузке, которые требуют (при помощи цепи управления с обратной связью стабилизации напряжения) рабочий цикл, который приводит к току катушки индуктивности, который может неблагоприятно влиять на стабильность цепи обратной связи и/или потенциально повреждать схему.

Фиг.7 представляет собой принципиальную схему, иллюстрирующую пример стабилизатора 58 токового режима, основанного на конфигурации повышающе-понижающего преобразователя, показанной на фиг.5. На схеме по фиг.7 показаны подробности цепи управления с обратной связью стабилизации напряжения, чтобы способствовать описанию ограничения входного тока. Необходимо понять, что принципы, описанные ниже в связи с особенностями восприятия и ограничения входного тока схемы по фиг.7, могут аналогичным образом быть применены к другим типам обычных преобразователей постоянного тока, описанных в данном документе.

Цепь управления с обратной связью, которая управляет работой транзисторного ключа 20 в схеме токового режима по фиг.7, отличается от цепи, показанной на фиг.1, тем, что схема на фиг.7 дополнительно включает в себя прибор 60 восприятия входного тока (т.е. резистор R _sense) и компаратор 62. Также, широтно-импульсный модулятор 36, используемый в цепи управления с обратной связью в примере на фиг.7, представляет собой триггер D-типа с элементами управления установкой и сбросом. Как показано на фиг.7, триггерный широтно-импульсный модулятор устроен так, что его входы «D» и «Clk» соединены с заземлением, генератор 26 подает поток 42 импульсов на вход «Set» (установки) триггера (возбуждаемый низким уровнем ), компаратор 62 подает сигнал 64 на вход «Reset» (сброса) триггера (возбуждаемый низким уровнем ), и выход «Q» триггера обеспечивает управляющий сигнал 44 с широтно-импульсной модуляцией.

При таком устройстве, когда транзисторный ключ 20 выключен или разомкнут, нет тока через резистор R _sense; следовательно, напряжение на инвертирующем входе компаратора 62 равно нулю. Как также показано на фиг.1, сигнал 38 рассогласования в данном примере представляет собой положительное напряжение в некотором заданном диапазоне, которое указывает разность между отсчитанным выходным напряжением и V _ref. Таким образом, когда транзисторный ключ 20 разомкнут, сигнал 64, выводимый компаратором, представляет собой сигнал высокого логического уровня (т.е. вход сброса триггера не активизирован).

С триггером в данном состоянии, следующий импульс с низким уровнем потока 42 импульсов активизирует вход установки триггера, таким образом возбуждая выход Q триггера в логическое состояние высокого уровня и включая транзисторный ключ 20. Как описано выше, это вызывает увеличение тока I _L катушки индуктивности, и с замкнутым ключом этот ток катушки индуктивности также проходит через резистор R _sense (I _L(on)), таким образом создавая напряжение V _sense на этом резисторе. Когда напряжение V _sense превышает сигнал 38 рассогласования, сигнал 64, выводимый компаратором 62, переключается в логическое состояние низкого уровня, таким образом активизируя вход сброса триггера и вызывая переход выхода Q на низкий уровень (и выключение транзисторного ключа 20). Когда транзистор выключен, напряжение V _sense возвращается в нуль, и сигнал 64 возвращается в логическое состояние высокого уровня, таким образом деактивизируя вход сброса триггера. В этот момент следующее появление импульса с низким уровнем потока 42 импульсов активизирует вход установки триггера для запуска цикла еще раз.

Следовательно, в схеме на фиг.7, зависимость между V _sense и сигналом 38 рассогласования определяет рабочий цикл D транзисторного ключа 20; более конкретно, если напряжение V _sense превышает сигнал 38 рассогласования, ключ размыкается. Основываясь на вышеизложенном, пиковый ток I _P через катушку индуктивности (см. фиг.3) может задаваться посредством выбора подходящего значения резистора R _sense при наличии ожидаемого диапазона сигнала 38 рассогласования. Действие компаратора 62 гарантирует, что даже в ситуациях, когда изменения требований к нагрузке вызывает то, что V _sample существенно ниже V _ref (приводя к сигналу рассогласования с относительно более высокой величиной и потенциально большему рабочему циклу), ток через катушку индуктивности, в конечном счете, может ограничивать рабочий цикл, так что ток катушки индуктивности не превышает заданного пикового тока. Снова, этот тип работы «токового режима» обычно улучшает стабильность цепи управления с обратной связью и уменьшает потенциально повреждающие условия в схеме преобразователя постоянного тока.

Для многих электронных применений источники питания могут выполняться с возможностью обеспечения стабилизированного выходного напряжения постоянного тока из входного напряжения сети переменного тока (например, 120 В действующего напряжения, 60 Гц). Например, обычные «линейные» источники питания типично применяют существенный (относительно большой и тяжелый) трансформатор питания 60 Гц для снижения входного напряжения сети переменного тока с приблизительно 120 В действующего напряжения до некоторого меньшего (и менее опасного) вторичного напряжения переменного тока. Это меньшее вторичное напряжение переменного тока затем выпрямляется (например, диодно-мостовым выпрямителем) и фильтруется для получения нестабилизированного напряжения постоянного тока. Часто, затем применяется линейный стабилизатор для получения заданного стабилизированного выходного напряжения постоянного тока, основанного на нестабилизированном напряжении постоянного тока.

Посредством использования уникального переключающего действия преобразователя постоянного тока можно сконструировать источник питания, который не требует значительного трансформатора питания 60 Гц во входной ступени, типичного для линейных источников питания, таким образом во многих случаях существенно снижая размеры и вес и повышая эффективность источника питания. Например, источники питания, основанные на линейных стабилизаторах, обычно имеют эффективности преобразования мощности порядка приблизительно 50% или менее, тогда как источники питания, основанные на импульсных стабилизаторах, имеют эффективности порядка приблизительно 80% или более.

В некоторых источниках питания, основанных на импульсных стабилизаторах, нестабилизированное напряжение постоянного тока может обеспечиваться в качестве входного сигнала для преобразователя постоянного тока непосредственно из выпрямленного и отфильтрованного напряжения сети переменного тока. Такое устройство подразумевает, что нет защитной развязки между напряжением сети переменного тока и входным напряжением постоянного тока для преобразователя постоянного тока. Также, нестабилизированное входное напряжение постоянного тока для преобразователя может составлять приблизительно 160 вольт постоянного тока (основываясь на стабилизированном сетевом напряжении 120 В действующего напряжения) или более (до приблизительно 400 вольт, если применяется коррекция коэффициента мощности), которое потенциально довольно опасное. Принимая во внимание вышеизложенное, преобразователи постоянного тока для таких устройств источников питания обычно выполняются с признаками развязки для принятия мер по поводу этих проблем, чтобы, в основном, соответствовать соответствующим правилам техники безопасности.

Фиг.8 представляет собой принципиальную схему, иллюстрирующую пример такого источника 66 питания, включающего преобразователь постоянного тока или импульсный стабилизатор. Как описано выше, источник 66 питания принимает в качестве входного сигнала напряжение 67 сети переменного тока, которое выпрямляется мостовым выпрямителем 68 и фильтруется конденсатором 35 (C_filter) для обеспечения стабилизированного напряжения постоянного тока в качестве входного V_in для части 69 преобразователя постоянного тока. Часть 69 преобразователя постоянного тока основана на (повышающе-понижающем) устройстве инвертирующего стабилизатора, показанном на фиг.5; однако, на фиг.8 катушка индуктивности накопления энергии была заменена высокочастотным трансформатором 72 для обеспечения развязки между нестабилизированным высоким входным напряжением V_in постоянного тока и выходным напряжением V_out постоянного тока. Такое устройство преобразователя постоянного тока, содержащее трансформатор, а не катушку индуктивности, обычно упоминается как «обратноходовой» преобразователь.

В схеме по фиг.8 «вторичная сторона» части 69 преобразователя (т.е. диод D1 и конденсатор С) расположены так, что преобразователь обеспечивает развязанное выходное напряжение постоянного тока. Часть 69 преобразователя постоянного тока также включает в себя элемент 70 развязки (например, второй высокочастотный трансформатор или оптрон) в цепи управления с обратной связью стабилизации напряжения для связи сигнала рассогласования от усилителя 28 рассогласования с модулятором 36 (сигнал рассогласования, вводимый в элемент 70 развязки и выводимый из него, обозначен позициями 38А и 38В).

Принимая во внимание многочисленные особенности развязки в схеме по фиг.8, хотя не показанные явно на фигуре, необходимо понять, что питание для схемы генератора/модуляции обычно может получаться из нестабилизированного более высокого входного напряжения V _in постоянного тока первичной стороны, тогда как питание для других элементов цепи управления с обратной связью (например, опорное напряжение V _ref, усилитель 28 рассогласования) может получаться из стабилизированного выходного напряжения V _out постоянного тока вторичной стороны. Альтернативно, как упомянуто выше, питание для компонентов цепи с обратной связью в некоторых случаях может обеспечиваться независимым источником питания.

Фиг.9 представляет собой принципиальную схему, иллюстрирующую еще один пример источника 74 питания, содержащего другой тип преобразователя постоянного тока, который обеспечивает развязку вход-выход. Часть 75 преобразователя постоянного тока источника 74 питания, показанного на фиг.9, обычно упоминается как «прямоходовой» преобразователь и основывается на понижающем (step-down) или «понижающем» («buck») преобразователе, описанном выше в связи с фиг.1. В частности, часть 75 преобразователя снова включает в себя трансформатор 72, подобно схеме на фиг.8, но также включает в себя катушку 76 индуктивности вторичной стороны и дополнительный диод 77 (D2), не присутствующий в обратноходовом преобразователе, показанном на фиг.8 (отметьте, что диод D2, катушка 76 индуктивности и конденсатор 34 имеют сходство с конфигурацией понижающего преобразователя, показанного на фиг.1). В прямоходовом преобразователе диод D1 гарантирует, что только положительные вторичные напряжения трансформатора прикладываются к выходной схеме, тогда как D2 обеспечивает путь циркуляции для тока в катушке 76 индуктивности, когда напряжение трансформатора равно нулю или отрицательное.

Другие общеизвестные модификации могут быть сделаны для прямоходового преобразователя, показанного на фиг.9, способствующие «двухполупериодной» проводимости во вторичной цепи. Также, хотя это не указано явно на фигурах, оба примерных источника питания, показанных на фиг.8-9, могут быть модифицированы, чтобы содержать особенности токового режима, как описано выше в связи с фиг.7 (т.е. ограничивать ток в первичной обмотке трансформатора 72).

Из-за переключающего характера преобразователей постоянного тока эти устройства обычно потребляют ток от источника питания импульсным образом. Это состояние может иметь некоторые обычно нежелательные результаты, когда преобразователи постоянного тока потребляют питание от источника питания переменного тока (например, как в устройствах источника питания по фиг.8-9).

В частности, для максимальной отдачи мощности от источника питания переменного тока входной ток, в конечном счете потребляемый от напряжения сети переменного тока, идеально должен иметь форму синусоидальной волны и быть в фазе с напряжением сети переменного тока. Эта ситуация обычно упоминается как «единичный коэффициент мощности», и обычно имеет место с чисто резистивными нагрузками. Переключающий характер преобразователя постоянного тока и результирующее импульсное потребление тока (т.е. и соответствующее, по существу, несинусоидальное потребление тока от источника питания переменного тока) вызывают то, что эти устройства имеют меньший коэффициент мощности, чем единичный коэффициент мощности, и, таким образом, меньшую, чем оптимальная, отдачу мощности. Кроме того, со ссылкой снова на фиг.8-9, присутствие значительного конденсатора 35 (C_filter) фильтра между мостовым выпрямителем 68 и преобразователем 69 постоянного тока дополнительно способствует тому, что полная нагрузка на мостовой выпрямитель делается менее резистивной, приводя к заметно меньшему коэффициенту мощности, чем единичный коэффициент мощности.

Более конкретно, «кажущаяся мощность», потребляемая от источника питания переменного тока нагрузкой, которая не является чисто резистивной нагрузкой, определяется умножением действующего напряжения, приложенного к нагрузке, на действующий ток, потребляемый нагрузкой. Эта кажущаяся мощность отражает то, сколько мощности устройство, по-видимому, потребляет от источника. Однако фактическая мощность, потребляемая нагрузкой, может быть меньше, чем кажущаяся мощность, и отношение фактической к кажущейся мощности упоминается как «коэффициент мощности» нагрузки. Например, устройство, которое потребляет кажущуюся мощность 100 вольт-ампер и имеет коэффициент мощности 0,5, фактически потребляет 50 ватт мощности, а не 100 ватт; другими словами, в данном примере устройство с коэффициентом мощности 0,5, по-видимому, требует в два раза больше мощности от источника, чем он фактически потребляет.

Как упомянуто выше, обычные преобразователи постоянного тока характеристически имеют существенно меньший коэффициент мощности, чем единичный коэффициент мощности, из-за его переключающего характера и импульсного потребления тока. Кроме того, если преобразователь постоянного тока должен был потреблять ток из напряжения сети переменного тока только с промежуточным выпрямлением и фильтрацией, импульсный несинусоидальный ток, потребляемый преобразователем постоянного тока, установит нежелательные воздействия и введет обычно нежелательный шум и гармоники на напряжении сети переменного тока (которые могут неблагоприятно воздействовать на работу других устройств).

Принимая во внимание вышеизложенное, некоторые обычные импульсные источники питания оснащаются устройствами коррекции коэффициента мощности, или используются совместно с ними, которые выполняются с возможностью принятия мер в отношении проблем, отмеченных выше, и обеспечивают более эффективное снабжение питанием от источника питания переменного тока. В частности, такие устройства коррекции коэффициента мощности обычно работают для «сглаживания» импульсного тока, потребляемого преобразователем постоянного тока, таким образом понижая его действующее значение, снижая нежелательные гармоники, улучшая коэффициент мощности и уменьшая случаи отключения автоматического выключателя сети переменного тока из-за пиковых токов.

В некоторых обычных устройствах, устройство коррекции коэффициента мощности само представляет собой тип устройства импульсного преобразователя мощности, подобного по конструкции различным преобразователям постоянного тока, описанным выше, и расположенного, например, между мостовым выпрямителем переменного тока и фильтрующим конденсатором, за которым следует преобразователь постоянного тока. Этот тип устройства коррекции коэффициента мощности действует для точного управления своим входным током на мгновенной основе, чтобы, по существу, согласовать форму волны и фазу своего входного напряжения (т.е. выпрямленное напряжение сети переменного тока). В частности, устройство коррекции коэффициента мощности может быть выполнено с возможностью контролирования выпрямленного напряжения сети переменного тока и использовать циклы переключения для изменения амплитуды формы волны входного тока для приведения ее ближе к фазе выпрямленного сетевого напряжения.

Фиг.9А представляет собой принципиальную схему, иллюстрирующую, в основном, такое обычное устройство 520 коррекции коэффициента мощности. Как описано выше, устройство коррекции коэффициента мощности выполнено так, чтобы принимать в качестве входного сигнала 65 двухполупериодное выпрямленное напряжение V _AC сети переменного тока от мостового выпрямителя 68 и обеспечивать в качестве выходного сигнала напряжение V _in, которое затем прикладывается к части преобразователя постоянного тока источника питания (например, со ссылкой на фиг.8-9, устройство 520 коррекции коэффициента мощности, включающее в себя конденсатор 35 фильтра параллельно выходу устройства 520, располагается между мостовым выпрямителем 68 и частями 69 и 75 преобразователя постоянного тока, соответственно). Как можно видеть на фиг.9А, общий пример устройства 520 коррекции коэффициента мощности основывается на топологии повышающего преобразователя (см. фиг.4 для примера повышающей конфигурации преобразователя постоянного тока), которая включает в себя катушку L _PFC индуктивности, ключ SW _PFC, диод D _PFC и конденсатор 35 фильтра, параллельно которому генерируется напряжение V _in.

Устройство 520 коррекции коэффициента мощности по фиг.9А также включает в себя контроллер 522 коррекции коэффициента мощности (PFC), который контролирует выпрямленное напряжение V _AC, причем генерируемое напряжение V _in обеспечивается в качестве выходного сигнала части преобразователя постоянного тока, и сигнал 71 (I _samp), представляющий ток I _AC, потребляемый устройством 520. Как показано на фиг.9А, сигнал I _samp может быть получен от элемента 526 восприятия тока (например, напряжение на резисторе) на пути тока I _AC, потребляемого устройством. Основываясь на этих контролируемых сигналах, контроллер 522 PFC выполняется с возможностью вывода управляющего сигнала 73 для управления ключом 75 (SW _PFC), так что ток I _AC имеет форму волны, которая, по существу, совпадает и находится в фазе с выпрямленным напряжением V _AC.

Фиг.9В представляет собой схему, которая концептуально иллюстрирует функциональную возможность контроллера 522 PFC. Необходимо помнить, что, вообще говоря, функцией устройства 520 коррекции коэффициента мощности в целом является то, чтобы он сам выглядел, по существу, как сопротивление для источника питания переменного тока; таким образом, напряжение, обеспечиваемое источником питания, и ток, потребляемый от источника питания «смодел