Способ радиосвязи, базовая станция и пользовательский терминал

Способ радиосвязи, базовая станция и пользовательский терминал

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Область техники

Настоящее изобретение относится к способу радиосвязи, его базовой станции и пользовательскому терминалу и, в частности, к способу радиосвязи, его базовой станции и пользовательскому терминалу в системе радиосвязи, в которой каждый пользовательский терминал использует разные назначаемые базовой станцией частоты полосы передачи данных для передачи сигналов данных в эту базовую станцию, выполняет мультиплексирование пилот-сигналов с сигналами данных по схеме мультиплексирования с временным разделением и передает результирующий сигнал в базовую станцию.

Уровень техники

В системе радиосвязи, такой как сотовая система, принимающая сторона, как правило, используется известный пилот-сигнал для выполнения синхронизации тактирования и оценки тракта распространения (оценки канала) и на основании каждой из перечисленных операций выполняет демодуляцию данных. Более того, в адаптивном способе модуляции, который обеспечивает возможность улучшения пропускной способности путем адаптивного изменения метода модуляции или скорости кодирования согласно качеству канала, принимающая сторона также использует пилот-сигнал при оценке канала, например, для оценки Отношения Сигнала к Шуму (Signal to Interference Ratio, SIR), чтобы определить оптимальный способ модуляции или оптимальную скорость кодирования.

В качестве способа радиодоступа, который устойчив к селективным частотным замираниям из-за наличия множества каналов распространения при широкополосной радиосвязи, используется способ Мультиплексирования с Ортогональным Частотным Разделением (Orthogonal Frequency Division Multiplexing, OFDM). Тем не менее, с точки зрения энергоэффективности терминала существует проблема, заключающаяся в том, что Отношение Пиковой Мощности к Средней Мощности (Peak to Average Power Ratio, PAPR) сигнала передачи имеет большое значение, и, соответственно, OFDM не подходит в качестве способа передачи по восходящей линии связи. Следовательно, в сотовых системах следующего поколения согласно стандарту Долгосрочной Эволюции Проекта Партнерства 3-го Поколения (3-rd Generation Partnership Project Long Term Evolution, 3GPP LTE) в качестве способа передачи по восходящей линии связи используется передача на одной несущей, где принимающая сторона выполняет выравнивание частоты (см. документ 3GPP TR25814-700, Фиг.9.1.1-1). Передача по одной несущей обозначает, что данные передачи и пилот-сигналы мультиплексируются только по оси времени, и если сравнивать со способом OFDM, согласно которому данные и пилот-сигналы мультиплексируются по оси частоты, то возможно существенно уменьшить PARR.

Передача по одной несущей

Фиг.23 представляет собой пример формата кадра при передаче по одной несущей, а Фиг.24 представляет собой схему, иллюстрирующую выравнивание частоты. Кадр содержит данные DATA и пилот-сигналы PILOT, каждый из которых содержит N выборок и которые мультиплексированы по времени, причем согласно иллюстрации с Фиг.23 в один кадр вставлено два блока пилот-сигналов. При выполнении выравнивания частоты блок 1 отделения данных/пилот-сигнала отделяет данные DATA и пилот-сигналы PILOT, а первый блок 2 Быстрого Преобразования Фурье (Fast Fourier Transform, FFT) выполняет обработку FFT на N выборках данных, чтобы сгенерировать N частотных компонентов, и вводит результат в блок 3 компенсации канала. Второй блок 4 FFT выполняет обработку FFT на N выборках пилот-сигнала, чтобы сгенерировать N частотных компонентов, а блок 5 оценки канала использует эти N частотных компонентов известного пилот-сигнала, чтобы оценить характеристики канала для каждой частоты, и вводит сигнал компенсации канала в блок 3 компенсации канала. Блок 3 компенсации канала перемножает N частотных компонентов, которые были выведены из первого блока 2 FFT, с сигналом компенсации канала для каждой частоты, чтобы выполнить компенсацию канала, и блок 6 Обратного Быстрого Преобразования Фурье (Inverse Fast Fourier Transform, IFFT) выполняет IFFT-обработку N частотных компонентов, компенсированных по каналу, преобразует этот сигнал во временной сигнал и выводит результат.

Последовательность CAZAC

При передаче по одной несущей, когда принимающая сторона выполняет выравнивание частоты, чтобы повысить точность оценки канала в частотной области, желательно, чтобы пилот-сигнал имел постоянную амплитуду в частотной области, то есть чтобы автокорреляция после произвольного циклического временного сдвига составляла '0'. С другой стороны, если рассматривать аспект PAPR, то желательно, чтобы пилот-сигнал также имел постоянную амплитуду во временной области. Последовательностью, которая обеспечивает возможность реализации этих особенностей, является последовательность с Постоянной Амплитудой и Нулевой Автокорреляцией (Constant Amplitude Zero Auto Correlation, CAZAC), и в системе 3GPP LTE определено применение последовательностей CAZAC в качестве пилот-сигналов восходящей линии связи. Последовательность CAZAC имеет идеальные свойства автокорреляции, так что пилот-сигналы, полученные путем циклического сдвига одной последовательности CAZAC, ортогональны относительно друг друга. В системе 3GPP LTE принят способ использования последовательностей CAZAC с разными величинами циклического сдвига для мультиплексирования пилот-сигналов разных пользователей или для мультиплексирования пилот-сигналов от одного и того же пользователя, передаваемых с разных антенн, и этот способ называется Мультиплексирование с Кодовым Разделением (Code Division Multiplexing, CDM).

Последовательность Задоффа-Чу, которая является типовой последовательностью CAZAC, выражается согласно Уравнению (1) (см. B.M. Popovic, "Generalized Chirp-Like Polyphase Sequences with Optimum Correlation Properties", IEEE Trans. Info. Theory, Vol. 38, p. 1406-14 09, July 1992).

Здесь k и L являются простыми числами и выражают номер последовательности и длину последовательности соответственно. Более того, n представляет собой номер символа, q является произвольным целым числом, а L%2 является остатком при делении на 2 и может быть обозначен как Lmod(2). Если принять следующую факторизацию L на простые числа

(gi является простым числом), то количество последовательностей CAZAC может быть задано следующим уравнением.

Более конкретно, в случае когда L=12, L=12=2² × 3¹, то g₁=2, e1=2, g₂=3 и e2=1, и согласно Уравнению (3) количество последовательностей (последовательностей CAZAC) становится равным 4. Следовательно, количество последовательностей увеличивается по мере увеличения L и уменьшения количества простых коэффициентов. Иначе говоря, в случае когда L является простым числом, количество (L) последовательностей CAZAC становится равным (L-1).

ZC_k(n-c), для которой в последовательности CAZAC ZC_k(n) циклически смещается только c, выражается следующим образом:

Как показано в Уравнении (5) ниже,

Корреляция R(τ) между ZC_k(n) и ZC_k(n-c) становится равной '0' в любой точке за исключением точки, где τ=c, так что последовательности, которые получаются путем применения разных величин циклического сдвига к главной последовательности ZC_k(n), становятся ортогональны относительно друг друга.

Когда базовая станция принимает множество пилот-сигналов, которые мультиплексированы путем CDM с использованием циклического сдвига, путем корреляции с главной последовательностью можно отделить пилот-сигналы на основании местоположений, где образуются пики. Способность выдерживать сдвиг множества каналов или сдвиг тактирования приема уменьшается по мере сужения интервала циклического сдвига, так что существует верхний предел для количества пилот-сигналов, которые могут быть мультиплексированы посредством циклического сдвига. Когда количество пилот-сигналов, которые мультиплексируются путем циклического сдвига, принимается равным P, величина c_p циклического сдвига, который назначается p-му пилот-сигналу, может быть определена, например, посредством нижеприведенного уравнения (см. документ 3GPP R1-060374, "Text Proposal On Uplink Reference Signal Structure", Texas Instruments).

(6)

Как описано выше, в восходящей линии 3GPP LTE пилот-сигналы и данные мультиплексируются по схеме мультиплексирования с временным разделением и передаются по способу Множественного доступа к Частотным Разделением на Одной Несущей (Single Carrier-Frequency Division Multiple Access, SC-FDMA). Фиг.25 представляет собой схему, иллюстрирующую строение блока передачи SC-FDMA, где 7' представляет собой блок Дискретного Преобразования Фурье (Discrete Fourier Transform, DFT) размерности N_TX, 8' представляет собой блок отображения поднесущих, 9' представляет собой блок Обратного Дискретного Преобразования Фурье (Inverse Discrete Fourier Transform, IDFT) размерности N_FFT, 10 представляет собой блок вставки Циклического Префикса (Cyclic Prefix, CP). В 3GPP LTE для уменьшения объема обработки N_FFT представляет собой целое число, равное некоторой степени числа 2, а IDFT после отображения поднесущих заменяется на IFFT.

Процесс добавления циклического сдвига c к основной последовательности ZC_k(n) может быть выполнен либо до DFT, либо после IFFT. Когда этот процесс выполняется после IFFT, циклический сдвиг может иметь величину c х N_FFT/N_TX выборок. По существу, процесс является одинаковым, соответственно, в дальнейшем описывается пример, в котором процесс циклического сдвига выполняется до DFT.

Проблемы с предшествующим уровнем техники

Для уменьшения междуячейковых помех необходимо многократно использовать последовательности CAZAC с разными номерами в качестве пилот-сигналов между ячейками. Основанием для этого является то, что по мере увеличения количества повторений расстояние между ячейками, которые используют одинаковую последовательность, увеличивается, так что вероятность образования серьезных помех уменьшается. Следовательно, возникает необходимость поддерживать большое количество последовательностей CAZAC, и для обеспечения хороших характеристик для последовательностей CAZAC желательно применять длину L последовательности, которая представляет собой большое простое число. Фиг.26 представляет собой схему, иллюстрирующую междуячейковые помехи, где в случае (A), когда количество последовательностей CAZAC, которые могут быть использованы, равно 2, последовательности CAZAC (ZC₁) с одинаковыми номером последовательности используются в смежных ячейках, так что между смежными ячейками возникают серьезные помехи. Более того, в случае (B), когда количество используемых последовательностей CAZAC равно 3, последовательности CAZAC с одинаковым номером последовательности не используются, однако количество повторений равно 3, что мало, так что расстояние между ячейками, которые используют последовательности CAZAC с одинаковым номером последовательности, имеет небольшое значение и существует высокая вероятность возникновения помех между смежными ячейками. В случае (C), когда количество последовательностей CAZAC равно 7, количество повторений равно 7, что много, и, соответственно, расстояние между ячейками, которые используют последовательности CAZAC с одинаковым номером, становится большим и вероятность возникновения помех постепенно уменьшается.

В этой связи можно отметить, что согласно тренду описания 3GPP LTE количество поднесущих, которые заняты данными, принимается равным кратному 12, а интервал поднесущих для пилот-сигналов принимает равным двукратному интервалу для данных для увеличения эффективности передачи, как показано в случае (A) с Фиг.27. В этом случае, когда длина L последовательности CAZAC равна 6, количество последовательностей (L) становится 2(k=1,2) и используются последовательности CAZAC с одинаковым номером, так что между смежными ячейками возникают помехи из-за пилот-сигналов. Более того, когда длина L последовательности принимается равной 5, то (L) становится 4(k=1,2,3,4), что все еще мало, тем не менее, как показано в (B) с Фиг.27, существуют поднесущие, которые не охватываются пилот-сигналом, так что точность оценки канала уменьшается.

Следовательно, предполагается, что путем увеличения ширины полосы передачи для пилот-сигналов до величины, которая больше ширины полосы передачи для данных, и путем выполнения передачи может быть обеспечена достаточная длина L последовательности (см. 3GPP R1-060925, R1-063183). Фиг.28 иллюстрирует пример случая, когда количество мультиплексированных пилот-сигналов равно 2. Если длина L последовательности принимается равной 12, то согласно уравнениям (2) и (3) количество последовательностей CAZAC равно только 4 и междуячейковые помехи становятся большими (k=4). Следовательно, длина L последовательности выбирается равной простому числу 11. Когда L=11, то (L) равно 10 и могут быть использованы 10 последовательностей CAZAC (k=1~10), так что представляется возможность уменьшения междуячейковых помех. Длина L последовательности не может быть равна 13 или больше. Причиной этого является то, что, когда длина L последовательности равна 13 или больше, между смежными частотными диапазонами возникают помехи.

Пилот-сигналы от разных пользователей мультиплексируются по способу CDM путем циклического сдвига. Иначе говоря, CAZAC-последовательность ZC_k(n), которая имеет длину L=11 и для которой был выполнен циклический сдвиг c1, используется как пилот-сигнал для пользователя 1, а CAZAC-последовательность ZC_k(n), для которой был выполнен циклический сдвиг c2, используется как пилот-сигнал для пользователя 2.

Тем не менее, когда CAZAC-последовательность ZC_k(n) с длиной L=11 циклически сдвигается и используется для пользователей 1, 2, то, как можно ясно видеть на Фиг.28, отношение между частотной полосой передачи для пилот-сигналов и частотной полосой передачи для данных отличается для пользователя 1 и для пользователя 2, так что точность оценки канала отличается. Иначе говоря, поднесущие 23, 24 частотной полосы передачи для пользователя 2 отличаются от частотной полосы передачи для пилот-сигналов, и точность оценки канала для этих поднесущих уменьшается.

Как показано на Фиг.28, согласно текущим спецификациям 3GPP LTE интервал поднесущих для пилот-сигнала равен двукратному интервалу поднесущих для данных. Тем не менее, вышеописанная проблема возникает даже тогда, когда отношение интервалов поднесущих меняется.

Принимая во внимание вышеописанные проблемы, целью настоящего изобретения является обеспечение возможности точной оценки канала поднесущих данных, которые отклоняются от частотной полосы передачи пилот-сигналов.

Еще одной целью настоящего изобретения является обеспечение возможности точной оценки канала поднесущих, назначенных каждому пользователю, даже когда заданная последовательность (например, CAZAC-последовательность ZC_k(n)), для которой был выполнен циклический сдвиг на разные величины, используется как пилот-сигналы пользователей, которые требуется мультиплексировать.

Еще одной целью настоящего изобретения является обеспечение возможности точной оценки канала путем отделения пилот-сигналов для каждого пользователя, используя простой способ, даже когда заданная CAZAC-последовательность, для которой был выполнен циклический сдвиг на разные величины, используется как пилот-сигналы пользователей, которые требуется мультиплексировать.

Еще одной целью настоящего изобретения является увеличение точности оценки канала поднесущих данных пользователя, даже при плохом состоянии тракта распространения для этого пользователя.

Раскрытие изобретения

Настоящее изобретение представляет собой способ радиосвязи, базовую станцию и пользовательский терминал в системе радиосвязи, в которой каждый пользовательский терминал вместе с передачей сигнала данных в базовую станцию, используя разные частоты полосы передачи данных, которые назначаются базовой станцией, выполняет мультиплексирование пилот-сигнала с сигналом данных по схеме мультиплексирования с временным разделением и передает результирующий сигнал в базовую станцию.

Способ радиосвязи

Способ радиосвязи настоящего изобретения содержит: этап определения полосы передачи пилот-сигнала для каждого пользовательского терминала таким образом, чтобы полоса передачи пилот-сигнал охватывала полосу передачи данных этого пользовательского терминала с частотным смещением; и этап подачи команды каждому пользовательскому терминалу передавать пилот-сигнал, используя частоты упомянутой определенной полосы передачи пилот-сигнала.

Этап подачи команды содержит: этап вычисления величины частотного смещения для каждого пользовательского терминала и величины циклического сдвига для последовательности CAZAC, соответствующей количеству мультиплексированных пользовательских терминалов и величине частотного смещения; и этап подачи команды каждому пользовательскому терминалу выполнить циклический сдвиг упомянутой последовательности CAZAC, используемой в качестве пилот-сигнала, на вычисленную величину циклического сдвига, и подачи команды пользовательскому терминалу выполнить частотное смещение упомянутой полосы передачи пилот-сигнала на вычисленную величину частотного смещения.

Способ радиосвязи, сверх того, содержит: этап суммирования частотных компонентов части пилот-сигналов, которые не перекрывают друг друга, когда базовая станция приняла мультиплексированные пилот-сигналы, которые были переданы из множества пользовательских терминалов; этап перемножения комбинации результата суммирования и принятых мультиплексированных пилот-сигналов с копией пилот-сигнала в частотной области; и этап преобразования результатов перемножения копии в сигнал временной области и, далее, отделение части сигнала заданного пользовательского терминала от сигнала временной области и выполнение оценки канала.

Способ радиосвязи настоящего изобретения, сверх того, содержит: этап получения состояния тракта распространения пользовательских терминалов; и этап назначения в первоочередном порядке средней полосы из всей полосы передачи данных в качестве полосы передачи данных для пользовательского терминала с плохим состоянием тракта распространения и уведомление пользовательских терминалов. Альтернативно, способ радиосвязи настоящего изобретения, сверх того, содержит: этап выполнения скачкообразного управления путем периодического назначения средней полосы и крайней полосы из всей полосы передачи данных в качестве полос передачи данных для пользовательских терминалов.

Базовая станция

Базовая станция настоящего изобретения содержит блок управления ресурсами, который определяет полосу передачи пилот-сигнала для каждого пользовательского терминала таким образом, чтобы эта полоса передачи пилот-сигнала охватывала полосу передачи данных этого пользовательского терминала с частотным смещением, и подает команду пользовательскому терминалу передать пилот-сигнал, используя частоты упомянутой определенной полосы передачи пилот-сигнала.

В базовой станции блок управления ресурсами содержит: блок вычисления величины циклического сдвига, который вычисляет величину частотного смещения для каждого пользовательского терминала и величину циклического сдвига для последовательности CAZAC, которая соответствует количеству мультиплексированных пользовательских терминалов и величине частотного смещения; и блок подачи команды, который вместе с подачей команды каждому пользовательскому терминалу на выполнение циклического сдвига упомянутой последовательности CAZAC, используемой в качестве пилот-сигнала, на вычисленную величину циклического сдвига, подает команду пользовательскому терминалу на выполнение частотного смещения пилот-сигнала на величину частотного смещения.

Базовая станция, сверх того, содержит блок оценки канала, который выполняет оценку канала для каждого пользовательского терминала, причем блок оценки канала содержит: принимающий блок, который принимает мультиплексированные пилот-сигналы, которые передаются из множества пользовательских терминалов; блок суммирования, который суммирует частотные компоненты части пилот-сигналов, которые не перекрывают друг друга; блок перемножения копии, который перемножает комбинацию результатов суммирования и принятых мультиплексированных пилот-сигналов с копией пилот-сигнала в частотной области; блок преобразования, который преобразует результат перемножения копии в сигнал временной области; блок отделения, который отделяет часть сигнала каждого пользовательского терминала от сигнала временной области; и блок оценки, который преобразует отделенный сигнал временной области в сигнал частотной области, чтобы оценить канал каждой частоты.

Блок управления ресурсами получает состояния распространения пользовательских терминалов и в первоочередном порядке назначает среднюю полосу из всей полосы передачи данных в качестве полосы передачи данных для пользовательского терминала с плохим состоянием тракта распространения и уведомляет пользовательские терминалы. Альтернативно, блок управления ресурсами выполняет скачкообразное управление путем периодического назначения средней полосы и крайней полосы из всей полосы передачи данных в качестве полос передачи данных для пользовательских терминалов.

Пользовательский терминал

Пользовательский терминал настоящей системы радиосвязи содержит: принимающий блок, который принимает из базовой станции информацию ресурсов восходящей линии связи; и блок генерации пилот-сигнала, который генерирует пилот-сигнал согласно команде в информации ресурсов восходящей линии связи; причем блок генерации пилот-сигнала содержит: блок генерации последовательности CAZAC, который на основании информации ресурсов генерирует последовательность CAZAC с заданной длиной последовательности и номером последовательности в качестве пилот-сигнала; первый блок преобразования, который преобразует последовательность CAZAC, которая является пилот-сигналом временной области, в пилот-сигнал частотной области; блок отображения поднесущей, который выполняет отображение компонентов поднесущей пилот-сигнала на основании информации частотного смещения, которая входит в состав информации ресурсов; второй блок преобразования, который преобразует пилот-сигнал с отображенными поднесущими в сигнал временной области; и блок циклического сдвига, который выполняет циклический сдвиг последовательности CAZAC на основании величины циклического сдвига, которая входит в состав информации ресурсов, либо до перового преобразования, либо после второго преобразования.

Краткое описание чертежей

Фиг.1 - схема, иллюстрирующая первый принцип настоящего изобретения;

Фиг.2 - схема, иллюстрирующая второй принцип настоящего изобретения;

Фиг.3 - схема, иллюстрирующая третий принцип настоящего изобретения;

Фиг.4 - схема, иллюстрирующая процесс генерации пилот-сигнала на передающей стороне, который обеспечивает возможность частотного смещения d поднесущих и циклического сдвига (c₂-s(k, d, L));

Фиг.5 - схема, иллюстрирующая смещение, выполняемое блоком отображения поднесущих;

Фиг.6 - схема, иллюстрирующая процесс оценки канала на принимающей стороне;

Фиг.7 - схема, иллюстрирующая второй процесс генерации пилот-сигнала;

Фиг.8 - схема, иллюстрирующая способ копирования в передатчике;

Фиг.9 - схема, иллюстрирующая второй процесс оценки канала на принимающей стороне;

Фиг.10 - схема, иллюстрирующая конфигурацию кадра;

Фиг.11 - схема, иллюстрирующая способ отделения пилот-сигнала;

Фиг.12 - схема, иллюстрирующая третий процесс оценки канала на принимающей стороне;

Фиг.13 - схема структуры мобильной станции;

Фиг.14 - схема структуры блока генерации пилот-сигнала;

Фиг.15 - схема структуры базовой станции;

Фиг.16 - схема структуры блока оценки канала;

Фиг.17 - схема структуры блока генерации пилот-сигнала и блока оценки канала, который выполняет второй процесс генерации пилот-сигнала и процесс оценки канала;

Фиг.18 - схема структуры блока генерации пилот-сигнала и блока оценки канала, который выполняет третий процесс генерации пилот-сигнала и процесс оценки канала;

Фиг.19 - схема, иллюстрирующая назначение частот, когда количество мультиплексированных пилот-сигналов равно 4;

Фиг.20 - схема, иллюстрирующая скачкообразное управление, при котором полосы передачи, которые назначаются пользователям, переключаются после каждого кадра, а также иллюстрирующая назначение для нечетного кадра;

Фиг.21 - схема, иллюстрирующая скачкообразное управление, при котором полосы передачи, которые назначаются пользователям, переключаются после каждого кадра, а также иллюстрирующая назначение для четного кадра;

Фиг.22 - схема структуры блока генерации пилот-сигнала при выполнении скачкообразного управления;

Фиг.23 - пример формата кадра для передачи по одной несущей;

Фиг.24 - схема для описания выравнивания частоты;

Фиг.25 - схема структуры блока передачи SC-FDMA;

Фиг.26 - схема, иллюстрирующая межъячейковые помехи;

Фиг.27 - первая схема, иллюстрирующая обычную полосу передачи данных и полосу передачи пилот-сигналов;

Фиг.28 - вторая схема, иллюстрирующая обычную полосу передачи данных и полосу передачи пилот-сигналов.

Лучший вариант осуществления изобретения

(A) Принципы изобретения

Как показано в части (A) с Фиг.1, когда CAZAC-последовательность ZC_k(n), к которой был применен циклический сдвиг c1, используется в качестве пилот-сигнала для пользователя 1, и CAZAC-последовательность ZC_k(n), к которой был применен циклический сдвиг c2, используется в качестве пилот-сигнала для пользователя 2, то, как было описано со ссылкой на Фиг.28, поднесущие 23, 24 частотной полосы передачи для данных пользователя 2 отличаются от частотной полосы передачи для пилот-сигнала, и точность оценки канала для этой поднесущей уменьшается. На Фиг.1 DFT{ZC_k(n-c1)} и DFT{ZC_k(n-c2)} представляют собой пилот-сигналы, которые получаются путем выполнения циклических сдвигов c1, c2 CAZAC-последовательности ZC_k(n) с длиной L=11, после чего выполняется DFT-обработка последовательностей ZC_k(n-c1) и ZC_k(n-c2).

Следовательно, как показано в части (B) Фиг.1, в результате применения частотного смещения к пилот-сигналам каждого пользователя для обеспечения соответствия полосе передачи и дальнейшего мультиплексирования пилот-сигналов, полоса пропускания для этих пилот-сигналов всегда будет охватывать полосу передачи для этих данных. В примере, показанном в части (B) Фиг.1, пилот-сигнал DFT{ZC_k(n-c2)} для пользователя 2 может быть смещен на величину одной поднесущей.

Тем не менее, когда пилот-сигнал DFT{ZC_k(n-c2)} смещается, на принимающей стороне корреляция между принятым пилот-сигналом и копией ZCk(n) известного пилот-сигнала не достигает пика при τ=c2 и местоположение пика сдвигается, в результате чего будет невозможно корректно восстановить этот пилот-сигнал и получить оценку канала. Причина, по которой местоположение пика корреляции сдвигается, описана ниже.

Взаимосвязь между частотным смещением и циклическим сдвигом во временной области.

Сначала будет рассмотрена взаимосвязь между частотным смещением и циклическим сдвигом сдвигом во временной области. Если обозначить результат выполнения DFT-преобразования CAZAC-последовательности ZCk(n) как F(m), то F(m) может быть выражено следующим образом:

Используя Уравнения (7) и (4), выражение может быть приведено к следующему виду:

(8)

где d(mod L) обозначает, что после деления kc и d на L получается одинаковый остаток.

Можно заметить и выражения (8), что во временной области применение циклического сдвига c к CAZAC-последовательности эквивалентно применению циклического сдвига величиной d поднесущих и фазовым вращением Q _k,c в частотной области. Здесь k и L являются простыми числами относительно друг друга, так что c(<L) однозначно определяется согласно k и d. Для облегчения понимания того, что c определяется согласно k, d и L, новое значение c принимается равным c=s(k,d, L). В Таблице 1 показаны величины c, которые соответствуют разным комбинациям s(k,d,L) и k для случая, когда L=11. Например, когда k=1, d=1, L=11 и c=1; и когда k=2, d=1, L=11 и c=6.

Таблица 1s(k,d,L), когда L=11
k	s(k,1,11)	s(k,2,11)	s(k,3,11)
1	1	2	3
2	6	1	7
3	4	8	1
4	3	6	9
5	9	7	5
6	2	4	6
7	8	5	2
8	7	3	10
9	5	10	4
10	10	9	8

Таким образом, применение частотного смещения величиной в одну поднесущую к пилот-сигналу 2, как показано в части (A) Фиг.2, соответствует перемещению компонента p11 с поднесущей 1 на поднесущую 12 после добавления циклического сдвига величиной в одну поднесущую в частотной области, как показано в части (B) Фиг.2. Как результат, согласно Уравнению (8) местоположение пика корреляции (см. Уравнение (5)) пилот-сигнала 2 сдвигает только s(k,d,L) (τ=c2+s(k,d,L)). Положение пика корреляции пилот-сигнала 1 (τ=c1) не сдвигается, так что пик корреляции пилот-сигнала 2 и пилот-сигнала 1 меняет, соответственно, только s(k, d=1, L=11), и на принимающей стороне будет невозможно корректно восстановить пилот-сигнал, в результате чего становится невозможным выполнить оценку канала.

Для получения местоположения обычного пика корреляции величина циклического сдвига может быть заменена с c2 на (c₂-s(k,d,L). Иначе говоря, как показано в части (A) Фиг.3, в результате применения как частотного смещения величиной d поднесущих (в данной фигуре d=1), так и циклического сдвига (c₂-s(k,d,L), отношение между пилот-сигналом 1 и пилот-сигналом 2 становится таким, как показано в части (B) Фиг.3. В результате описанных операций местоположения пиков корреляции пилот-сигнала 1 и пилот-сигнала 2 не сдвигаются и на принимающей стороне можно корректно восстановить эти пилот-сигналы, в результате чего можно повысить точность оценки канала. То есть можно отделить пилот-сигнал 1 и пилот-сигнал 2 с помощью местоположений (τ=c1,τ=c2) пиков корреляции, как в случае, когда частотное смещение не применяется.

(a) Первый процесс генерации пилот-сигнала и процесс оценки канала

Фиг.4 представляет собой схему для разъяснения процесса генерации пилот-сигнала на передающей стороне, что обеспечивает возможность частотного смещения величиной d поднесущих и циклического сдвига (c₂-s(k,d,L), которые были описаны со ссылкой на Фиг.3.

Блок 11 генерации CAZAC-последовательности генерирует CAZAC-последовательность ZC_k(n) в качестве пилот-сигнала с L=11, и блок 12 циклического сдвига циклически смещает CAZAC-последовательность ZCk(n) на величину c₂-s(k,d,L), чтобы сгенерировать ZC_k(n-c₂+s(k,d,L)), и вводит результат в блок 13 DFT. Блок 11 DFT с размерностью N_TX (N_TX=L=11) выполняет процесс вычисления DFT для ZC_k(n-c₂+s(k,d,L)), чтобы сгенерировать пилот-сигнал DFT{ZC_k(n-c₂+s(k,d,L))}. Блок 14 отображения поднесущей смещает 11 компонентов p1~p11 пилот-сигнала частотной области на величину d поднесущих (в данной фигуре d=1) и вводит результат в блок 15 IFFT.

Фиг.5 представляет собой схему, иллюстрирующую смещение, выполняемый блоком 14 отображения поднесущей, где (A) иллюстрирует случай, где смещение отсутствует (d=0), и блок 14 отображения поднесущей вводит 11 компонентов p1~p11 пилот-сигнала в частотные терминалы f_i, f_i+1, f_i+2,..., f_i+10 блока 15 IFFT и вводит 0 в другие терминалы. В данной фигуре часть (B) иллюстрирует случай, где есть некоторое смещение (d=1), и блок 14 отображения поднесущих вводит 11 компонентов p1~p11 пилот-сигнала в частотные терминалы f_i+1, f_i+2, f_i+3,..., f_i+11 и вводит 0 в другие терминалы. Блок 15 IFFT с размерностью N_FFT (например, N_FFT=128) выполняет обработку вычисления IFFT для введенных компонентов поднесущей, чтобы преобразовать сигнал в сигнал временной области, и блок 16 вставки CP добавляет циклический префикс для предотвращения помех и выводит результат. На Фиг.5 часть (C) иллюстрирует еще один пример случая, когда присутствует смещение (d=1). В этом случае блок 12 циклического сдвига циклически сдвигает CAZAC-последовательность ZC_k(n) только на величину c₂, чтобы сгенерировать ZC_k(n-c2), и вводит результат в блок 13 DFT. Блок 13 DFT выполняет обработку вычисления DFT для ZC_k(n-c2), чтобы сгенерировать пилот-сигнал DFT{ZC_k(n-c2)}. Блок 14 отображения поднесущей вводит компоненты p2~p11 пилот-сигнала в терминалы f_i, f_i+1, f_i+2,..., f_i+10 блока 15 IFFT и вводит компонент p1 пилот-сигнала в терминал f_i+11 блока 15 IFFT.

Фиг.6 представляет собой схему, иллюстрирующую процесс оценки канала на принимающей стороне.

Пилот-сигнал 1 и пилот-сигнал 2, которые соответственно передаются от пользователя 1 и пользователя 2 (см. Фиг.3), мультиплексируются, чтобы стать компонентами (p1~p12) поднесущей для частот f_i, f_i+1, f_i+2, f_i+3,..., f_i+11, и вводятся в блок оценки канала. Блок 52 суммирования поднесущих суммирует компоненты p12 и p1 поднесущей, которые не перекрывают друг друга, и принимает результат суммирования в качестве нового компонента p1 поднесущей для частоты f1.

Блок 53 перемножения копии сигнала перемножает копию пилот-сигнала qi и принятый пилот-сигнал pi для каждой поднесущей, блок 54 IDFT выполняет обработку вычисления IDFT для результатов перемножения копии и выводит профиль задержки во временной области. Копия пилот-сигнала получается путем выполнения обработки вычисления DFT известной CAZAC-последовательности ZC_k(n) для нулевого циклического сдвига.

Профиль задержки временной области имеет длину L выборок с пиками корреляции в точках t=c1, t=c2, и блок 55 извлечения профиля отделяет пики корреляции посредством t=(c1+c2)/2, чтобы сгенерировать профили PRF1, PRF2 с длиной L/2 выборок для пользователя 1 и пользователя 2. Блок 56a DFT с размерностью L вставляет L/4 нулей с обеих сторон профиля PRF1 длиной L/2, чтобы получить длину L, и выполняет вычисление DFT. Таким образом, величины h1~h11 оценки канала для пользователя 1 получаются из блока 56a DFT на частотах f_i, f_i+1, f_i+2, f_i+3,..., f_i+10 поднесущей. Аналогично, блок 56b DFT с размерностью L вставляет L/4 нулей с обеих сторон профиля PRF2 длиной L/2, чтобы получить длину L, и выполняет вычисление DFT. Таким образом, величины h2~h12 оценки канала для пользователя 2 получаются из блока 56b DFT на частотах f_i+1, f_i+2, f_i+3,..., f_i+11 поднесущей. Тем не менее, поскольку блок 52 суммирования поднесущих суммирует p1 и p12 для получения компонента поднесущей частоты f_i, величина оценки канала частоты f_i поднесущей, которая выводится из блока 56b DFT принимает в качестве величины h12 оценки канала частоты f_i+11 поднесущей.

Исходя из вышеизложенного при условии, что искажение из-за состояний тракта распространения имеет малую величину, предоставляется возможность отделять пилот-сигнал 1 и пилот-сигнал 2 в полностью ортогональной форме в профиле задержки временной области после того, как компоненты, которые не перекрывают друг друга на принимающей стороне, суммируются и перемножаются с копией сигнала, как показано на Фиг.6. Когда искажение из-за состояний распространения имеет большое значение, предоставляется возможность пропустить суммирование поднесущих и отделить пилот-сигнал 1 и пилот-сигнал 2 в профиле задержки временной области после прямого перемножения с копией.

(a) Второй процесс генерации пилот-сигнала и процесс оценки канала

В первом процессе оценки канала, описанном выше, компоненты p12~p1 поднесущей, которые не перекрывают друг друга, суммируются и результат суммы принимается в качестве компонента частоты f_i поднесущей. Тем не менее, когда компонент поднесущей для частоты f_i поднесущей принятого сигнала уже получен путем суммирования p12 и p1, то нет необходимости в суммировании поднесущих на принимающей стороне.

Фиг.7 представляет собой схему, иллюстрирующую второй процесс генерации пилот-си