Эффективное комбинированное гармоническое преобразование

Эффективное комбинированное гармоническое преобразование

Иллюстрации

Показать все

Реферат

ОБЛАСТЬ ТЕХНИЧЕСКОГО ПРИМЕНЕНИЯ

Настоящий документ относится к системам кодирования звукового сигнала, которые используют способ гармонического преобразования для высокочастотной реконструкции (HFR), и к процессорам цифровых эффектов, например, к т.н. эксайтерам, где генерирование гармонического искажения добавляет яркость к обрабатываемому сигналу. В частности, настоящий документ относится к способам реализации высокочастотной реконструкции с низкой сложностью.

ПРЕДПОСЫЛКИ ИЗОБРЕТЕНИЯ

В патентном документе WO 98/57436 была введена концепция преобразования как способ воссоздания высокочастотной полосы звукового сигнала из низкочастотной полосы. При использовании этой концепции для кодирования звукового сигнала может быть получена значительная экономия скорости передачи битов. В системе кодирования звукового сигнала на основе HFR в базовый кодер формы сигнала подается сигнал низкочастотной полосы, также называемый низкочастотной составляющей сигнала, а более высокие частоты, также называемые высокочастотной составляющей сигнала, регенерируются на стороне декодера с использованием преобразования сигнала и дополнительной боковой информации с чрезвычайно низкой скоростью передачи битов, описывающей целевую форму спектра высокочастотной составляющей. При низких скоростях передачи битов, когда полоса частот базового кодированного сигнала, т.е. сигнала низкочастотной полосы, или низкочастотной составляющей, является узкой, приобретает возрастающую важность воссоздание сигнала высокочастотной полосы, т.е. высокочастотной составляющей, с приятными для восприятия характеристиками. Гармоническое преобразование, определенное в патентном документе WO 98/57436, хорошо выполняется для сложного музыкального материала в ситуации с низкой частотой перехода, т.е. в ситуации низкой высшей частоты низкочастотного сигнала. Принцип гармонического преобразования заключается в том, что синусоида с частотой ω отображается в синусоиду с частотой T_ω, где T>1 - целое число, определяющее порядок преобразования, т.е. Т - это порядок преобразования. В отличие от этого способа, HFR на основе модуляции с одной боковой полосой (SSB) отображает синусоиду с частотой ω в синусоиду с частотой ω+Δω, где Δω - фиксированный сдвиг частоты. В результате SSB-преобразования данному базовому сигналу с низкой полосой частот, т.е. сигналу низкочастотной полосы, как правило, придается артефакт диссонирующего звона, поэтому SSB-преобразование может являться неблагоприятным в сравнении с гармоническим преобразованием.

Для достижения улучшенного качества звукового сигнала и с целью синтеза требуемой полосы частот сигнала высокочастотной полосы способы HFR, как правило, используют несколько порядков преобразования. Для того, чтобы реализовать ряд преобразований с различными порядками преобразования, решения на текущем уровне техники требуют наличия ряда блоков фильтров или на этапе анализа, или на этапе синтеза, или на обоих этапах. Как правило, для каждого отличающегося порядка преобразования требуется отличающийся блок фильтров. Кроме того, в ситуациях, когда базовый кодировщик формы сигнала функционирует на более низкой частоте дискретизации, чем частота дискретизации конечного выходного сигнала, как правило, существует дополнительная необходимость в конверсии базового сигнала к частоте дискретизации выходного сигнала, и такая повышающая дискретизация базового сигнала обычно достигается путем добавления еще одного блока фильтров. В общем, вычислительная сложность при увеличении количества различных порядков преобразования значительно увеличивается.

КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ

Настоящее изобретение предусматривает способ уменьшения сложности способов гармонической HFR посредством совместного использования пары блоков анализирующих и синтезирующих фильтров несколькими гармоническими преобразователями, или одним, или несколькими гармоническими преобразователями и повышающим дискретизатором. Предлагаемое преобразование в частотной области может включать отображение нелинейно модифицированных сигналов поддиапазонов из блока анализирующих фильтров в выбранные поддиапазоны блока синтезирующих фильтров. Нелинейная операция на сигналах поддиапазонов может включать мультипликативную модификацию фазы. Кроме того, настоящее изобретение предусматривает различные конструкции систем HFR с низкой сложностью.

Согласной одной из особенностей, описана система, сконфигурированная для генерирования высокочастотной составляющей сигнала из низкочастотной составляющей сигнала. Система может включать блок анализирующих фильтров, сконфигурированный для создания набора сигналов анализируемых поддиапазонов из низкочастотной составляющей сигнала; где набор сигналов анализируемых поддиапазонов, как правило, включает, по меньшей мере, два сигнала анализируемых поддиапазонов. Блок анализирующих фильтров может иметь разрешающую способность по частоте Δf и количество L_A анализируемых поддиапазонов, L_A>1, где k - индекс анализируемого поддиапазона, k=0, …, L_A-1. В частности, блок анализирующих фильтров может быть сконфигурирован для создания набора комплекснозначных сигналов анализируемых поддиапазонов, включающих дискретные абсолютные значения и дискретные значения фазы.

Система также может включать блок нелинейной обработки, сконфигурированный для определения набора сигналов синтезируемых поддиапазонов из набора сигналов анализируемых поддиапазонов с использованием порядка преобразования Р; где набор сигналов синтезируемых поддиапазонов, как правило, включает часть набора сигналов анализируемых поддиапазонов, сдвинутых по фазе посредством величины, производной от порядка преобразования Р. Иными словами, набор сигналов синтезируемых поддиапазонов может быть определен на основе части набора сигналов анализируемых поддиапазонов, сдвинутых по фазе посредством величины, производной от порядка преобразования Р. Сдвиг по фазе сигнала анализируемого поддиапазона может достигаться путем умножения дискретных значений фазы сигнала анализируемого поддиапазона на величину, производную от порядка преобразования Р. По существу, набор сигналов синтезируемых поддиапазонов может соответствовать части, или подмножеству, набора сигналов синтезируемых поддиапазонов, где фазы дискретных значений поддиапазонов умножены на величину, производную от порядка преобразования. В частности, величина, производная от порядка преобразования, может представлять собой долю порядка преобразования.

Система может включать блок синтезирующих фильтров, сконфигурированный для генерирования высокочастотной составляющей сигнала из набора сигналов синтезируемых поддиапазонов. Блок синтезирующих фильтров может иметь разрешающую способность по частоте FΔf, где F - коэффициент разрешения, например, целое число, F≥1; и количество L_S синтезируемых поддиапазонов, L_S>0, где n - индекс синтезируемого поддиапазона, n=0, …, L_S-1. Порядок преобразования Р может отличаться от коэффициента разрешения F. Блок анализирующих фильтров может использовать шаг анализа по времени Δt_A, а блок синтезирующих фильтров может использовать шаг синтеза по времени Δt_S; и шаг анализа по времени Δt_A и может быть равен шагу синтеза по времени Δt_S.

Блок нелинейной обработки может быть сконфигурирован для определения сигнала синтезируемого поддиапазона из набора сигналов синтезируемых поддиапазонов на основе сигнала анализируемого поддиапазона из набора сигналов анализируемых поддиапазонов, сдвинутых по фазе посредством порядка преобразования Р, или на основе пары сигналов анализируемых поддиапазонов из набора сигналов анализируемых поддиапазонов, где первый член пары сигналов поддиапазонов сдвинут по фазе посредством коэффициента Р', а второй член пары сдвинут по фазе посредством коэффициента Р”, где Р'+Р”=Р. Приведенные выше операции могут выполняться на дискретных значениях сигналов анализируемого и синтезируемого поддиапазонов. Иными словами, дискретное значение сигнала синтезируемого поддиапазона может быть определено на основе дискретного значения сигнала анализируемого поддиапазона, сдвинутого по фазе посредством порядка преобразования Р; или на основе пары дискретных значений из соответствующей пары сигналов анализируемых поддиапазонов, где первое дискретное значение из пары дискретных значений сдвинуто по фазе посредством коэффициента Р', а второе дискретное значение из пары сдвинуто по фазе посредством коэффициента Р”.

Блок нелинейной обработки может быть сконфигурирован для определения n-го сигнала синтезируемого поддиапазона из набора сигналов синтезируемых поддиапазонов из комбинации k-го сигнала анализируемого поддиапазона и соседнего, (k+1)-го, сигнала анализируемого поддиапазона из набора сигналов анализируемых поддиапазонов. В частности, блок нелинейной обработки может быть сконфигурирован для определения фазы n-го сигнала синтезируемого поддиапазона как суммы сдвинутой фазы А-го сигнала анализируемого поддиапазона и сдвинутой фазы (k+1)-го сигнала анализируемого поддиапазона. В альтернативном варианте, или в дополнение, блок нелинейной обработки может быть сконфигурирован для определения абсолютного значения n-го сигнала синтезируемого поддиапазона как произведения возведенного в степень абсолютного значения k-го сигнала анализируемого поддиапазона на возведенное в степень абсолютное значение соседнего (k+1)-го сигнала анализируемого поддиапазона.

Индекс анализируемого поддиапазона, k, сигнала анализируемого поддиапазона, вносящего вклад в синтезируемый поддиапазон с индексом синтезируемого поддиапазона n, может иметь вид целого числа, полученного путем округления до целого выражения F P n . Остаток r этой операции округления имеет вид F P n − k В этом случае блок нелинейной обработки может быть сконфигурирован для определения фазы n-го сигнала синтезируемого поддиапазона как суммы фазы k-го сигнала анализируемого поддиапазона, сдвинутой посредством P(1-r), и фазы соседнего, (k+1)-го, сигнала анализируемого поддиапазона, сдвинутой посредством P(r). В частности; блок нелинейной обработки может быть сконфигурирован для определения фазы n-го сигнала синтезируемого поддиапазона как суммы фазы k-го сигнала анализируемого поддиапазона, умноженной на P(1-r), и фазы соседнего, (k+1)-го, сигнала анализируемого поддиапазона, умноженной на P(r). В альтернативном варианте, или в дополнение, блок нелинейной обработки может быть сконфигурирован для определения абсолютного значения n-то сигнала синтезируемого поддиапазона как произведения абсолютного значения k-го сигнала анализируемого поддиапазона, возведенного в степень (1-r), на абсолютное значение соседнего, (k+1)-го, сигнала анализируемого поддиапазона, возведенное в степень г.

В одном из вариантов осуществления изобретения блок анализирующих фильтров и блок синтезирующих фильтров могут быть скомпонованы равномерно так, чтобы средняя частота анализируемого поддиапазона имела вид kΔf, а средняя частота синтезируемого поддиапазона имела вид nFΔf. В другом варианте осуществления изобретения блок анализирующих фильтров и блок синтезирующих фильтров могут быть скомпонованы неравномерно так, чтобы средняя частота анализируемого поддиапазона имела вид ( k + 1 2 ) Δ f , а средняя частота синтезируемого поддиапазона имела вид ( n + 1 2 ) F Δ f ; и разность между порядком преобразования Р и коэффициентом разрешения F была четной.

Согласно другой особенности, описана система, сконфигурированная для генерирования высокочастотной составляющей сигнала из низкочастотной составляющей сигнала. Система может включать блок анализирующих фильтров, сконфигурированный для создания набора сигналов анализируемых поддиапазонов из низкочастотной составляющей сигнала, где набор сигналов анализируемых поддиапазонов включает, по меньшей мере, два сигнала анализируемых поддиапазонов.

Система также может включать первый блок нелинейной обработки, сконфигурированный для определения первого набора сигналов синтезируемых поддиапазонов из набора сигналов анализируемых поддиапазонов с использованием первого порядка преобразования P₁, где первый набор сигналов синтезируемых поддиапазонов определяется на основе части набора сигналов анализируемых диапазонов, сдвинутых по фазе посредством величины, производной от первого порядка преобразования P₁. Система также может включать второй блок нелинейной обработки, сконфигурированный для определения второго набора сигналов синтезируемых поддиапазонов из набора сигналов анализируемых поддиапазонов с использованием второго порядка преобразования Р₂, где второй набор сигналов синтезируемых поддиапазонов определяется на основе части набора сигналов анализируемых поддиапазонов, сдвинутых по фазе посредством величины, производной от второго порядка преобразования Р₂, где первый порядок преобразования P₁ и второй порядок преобразования Р₂ различны. Первый и второй блоки преобразования могут быть сконфигурированы в соответствии с любыми отличительными признаками и особенностями, описанными в настоящем документе.

Система также может включать блок объединения, сконфигурированный для объединения первого и второго наборов сигналов синтезируемых поддиапазонов, таким образом, генерирующий комбинированный набор сигналов синтезируемых поддиапазонов. Указанное объединение может выполняться путем объединения, например, сложения и/или усреднения, сигналов синтезируемых поддиапазонов из первого и второго наборов, которые соответствуют одним и тем же диапазонам частот. Иными словами, блок объединения может конфигурироваться для наложения сигналов синтезируемых поддиапазонов из первого и второго наборов сигналов синтезируемых поддиапазонов, соответствующих перекрывающимся диапазонам частот. Кроме того, система может включать блок синтезирующих фильтров, сконфигурированный для генерирования высокочастотной составляющей сигнала из комбинированного набора сигналов синтезируемых поддиапазонов.

Согласно следующей особенности, описана система, сконфигурированная для генерирования высокочастотной составляющей сигнала из низкочастотной составляющей сигнала. Система может включать блок анализирующих фильтров, имеющий разрешающую способность по частоте Δf. Блок анализирующих фильтров может быть сконфигурирован для создания набора сигналов анализируемых поддиапазонов из низкочастотной составляющей сигнала. Система может включать блок нелинейной обработки, сконфигурированный для определения набора промежуточных сигналов синтезируемых поддиапазонов, имеющих разрешающую способность по частоте PΔf, из набора сигналов анализируемых поддиапазонов с использованием порядка преобразования Р, где набор промежуточных сигналов синтезируемых поддиапазонов включает часть набора сигналов анализируемых поддиапазонов, сдвинутых по фазе посредством порядка преобразования Р. В частности, блок нелинейной обработки может умножать фазу комплексных сигналов анализируемых поддиапазонов на порядок преобразования. Следует отметить, что порядок преобразования Р может представлять собой, например, описанный выше порядок преобразования Р, P₁ или P₂.

Блок нелинейной обработки может быть сконфигурирован для интерполяции одного или нескольких промежуточных сигналов синтезируемых поддиапазонов с целью определения сигнала синтезируемого поддиапазона из набора сигналов синтезируемых поддиапазонов, имеющих разрешающую способность по частоте FΔf, где F - коэффициент разрешения, F≥1. В одном из вариантов осуществления изобретения интерполируется два или больше промежуточных сигнала синтезируемых поддиапазонов. Порядок преобразования Р может отличаться от разрешающей способности по частоте F.

Система может включать блок синтезирующих фильтров, имеющий разрешающую способность по частоте FΔf. Блок синтезирующих фильтров может быть сконфигурирован для генерирования высокочастотной составляющей сигнала из набора сигналов синтезируемых поддиапазонов.

Системы, описанные в настоящем документе, также могут включать базовый декодер, сконфигурированный для конверсии кодированного битового потока в низкочастотную составляющую сигнала, где базовый декодер может основываться на одной из следующих схем кодирования: Dolby E, Dolby Digital, ААС, НЕ-ААС. Система может включать многоканальный блок анализирующих квадратурных зеркальных фильтров, именуемый также блоком QMF-фильтров, сконфигурированный для конверсии высокочастотной составляющей и/или низкочастотной составляющей в ряд сигналов QMF-поддиапазонов; и/или модуль обработки высокочастотной реконструкции, сконфигурированный для модификации сигналов QMF-поддиапазонов; и/или многоканальный блок синтезирующих QMF-фильтров, сконфигурированный для генерирования модифицированной высокочастотной составляющей из модифицированных сигналов QMF-поддиапазонов. Системы также могут включать блок понижающей дискретизации в восходящем направлении относительно блока анализирующих фильтров, сконфигурированный для понижения частоты дискретизации низкочастотной составляющей сигнала, таким образом, генерирующий низкочастотную составляющую с пониженной частотой дискретизации.

Согласно другой особенности, описана система, сконфигурированная для генерирования высокочастотной составляющей сигнала со второй частотой дискретизации из низкочастотной составляющей сигнала с первой частотой дискретизации. В частности, сигнал, включающий низко- и высокочастотную составляющие может иметь вторую частоту дискретизации. Вторая частота дискретизации может быть в R раз больше первой частоты дискретизации, где R≥1. Система может включать гармонический преобразователь порядка T, сконфигурированный для генерирования модулированной высокочастотной составляющей из низкочастотной составляющей, где модулированная высокочастотная составляющая может включать часть спектра низкочастотной составляющей, преобразованную до в T раз более высокого диапазона частот, или может определяться на основе части спектра низкочастотной составляющей, преобразованной до в T раз более высокого диапазона частот. Модулированная высокочастотная составляющая может иметь первую частоту дискретизации, умноженную на коэффициент S, где T>1, и S≤R. Иными словами, модулированная высокочастотная составляющая может иметь частоту дискретизации меньшую, чем вторая частота дискретизации. В частности, модулированная высокочастотная составляющая может быть критически дискретизированной (или близкой к критически дискретизированной).

Система может включать блок квадратурных зеркальных фильтров, именуемый также блоком QMF-фильтров, сконфигурированный для отображения модулированной высокочастотной составляющей в, по меньшей мере, один из Х QMF-поддиапазонов, где Х кратно S, таким образом, генерирующий, по меньшей мере, один сигнал QMF-поддиапазона, например; и/или модуль высокочастотной реконструкции, сконфигурированный для модификации, по меньшей мере, одного сигнала QMF-поддиапазона, например, масштабирования одного или нескольких сигналов QMF-поддиапазонов; и/или блок синтезирующих QMF-фильтров, сконфигурированный для генерирования высокочастотной составляющей из, по меньшей мере, одного модифицированного сигнала QMF-поддиапазона.

Гармонический преобразователь может включать любой из указанных отличительных признаков и может быть сконфигурирован для выполнения любого их этапов способа, описанных в настоящем документе. В частности, гармонический преобразователь может включать блок анализирующих фильтров, сконфигурированный для создания набора сигналов анализируемых поддиапазонов из низкочастотной составляющей сигнала. Гармонический преобразователь может включать блок нелинейной обработки, связанный с порядком преобразования T и сконфигурированный для определения набора сигналов синтезируемых поддиапазонов из набора сигналов анализируемых поддиапазонов путем изменения фазы сигналов анализируемых поддиапазонов. Как описано выше, изменение фазы может включать умножение фазы комплексных дискретных значений сигналов анализируемых поддиапазонов. Гармонический преобразователь может включать блок синтезирующих фильтров, сконфигурированный для генерирования модулированной высокочастотной составляющей сигнала из набора сигналов синтезируемых поддиапазонов.

Низкочастотная составляющая может иметь ширину полосы частот В. Гармонический преобразователь может быть сконфигурирован для генерирования набора сигналов синтезируемых поддиапазонов, который охватывает, или распространяется на, диапазон частот от (T-1)*B до Т*B. в этом случае гармонический преобразователь может быть сконфигурирован для модулирования набора сигналов синтезируемых поддиапазонов в основную полосу, центрированную на нулевой частоте, таким образом, приводя к получению модулированной высокочастотной составляющей. Указанная модуляция может выполняться путем фильтрации через фильтр верхних частот сигнала во временной области, генерируемого из набора сигналов поддиапазонов, включающего набор сигналов синтезируемых поддиапазонов, и путем последующей модуляции и/или понижающей дискретизации отфильтрованного сигнала во временной области. В альтернативном варианте, или в дополнение, указанная модуляция может осуществляться путем прямого генерирования модулированного сигнала во временной области из набора сигналов синтезируемых поддиапазонов. Это может достигаться путем использования блока синтезирующих фильтров с размеров меньше номинального. Например, если блок синтезирующих фильтров, имеющий номинальный размер L и частотный диапазон от (Т-1)*В до Т*В, соответствует индексам синтезируемых поддиапазонов от k₀ до k₁, то сигналы синтезируемых поддиапазонов могут быть отображены в индексы поддиапазонов от 0 до k₁-k₀ в блоке синтезирующих фильтров размером k₁-k₀ (<L), т.е. блок синтезирующих фильтров, имеющий размер k₁-k₀ меньший, чем L.

Система может включать средства понижающей дискретизации в восходящем направлении относительно гармонического преобразователя, сконфигурированные для создания критически дискретизированной (или близко к критически дискретизированной) низкочастотной составляющей с первой частотой дискретизации, деленной на коэффициент Q понижающей дискретизации, из низкочастотной составляющей сигнала. В этом случае различные частоты дискретизации в системе могут быть разделены на коэффициент Q понижающей дискретизации. В частности, модулированная высокочастотная составляющая может на первой частоте дискретизации умножаться на коэффициент S и делиться на коэффициент Q понижающей дискретизации. Размер блока анализирующих QMF-фильтров Х может быть I кратен S/Q.

Согласно следующей особенности описан способ генерирования высокочастотной составляющей сигнала из низкочастотной составляющей сигнала. Способ может включать этап создания набора сигналов анализируемых поддиапазонов из низкочастотной составляющей сигнала с использованием блока анализирующих фильтров, имеющего разрешающую способность по частоте Δf, где набор сигналов анализируемых поддиапазонов включает, по меньшей мере, два сигнала анализируемых поддиапазонов. Способ также может включать этап определения набора сигналов синтезируемых поддиапазонов из набора сигналов анализируемых поддиапазонов с использованием порядка преобразования Р, где набор сигналов синтезируемых поддиапазонов определяется на основе части набора сигналов анализируемых поддиапазонов, сдвинутых по фазе посредством величины, производной от порядка преобразования Р. Кроме того, способ может включать этап генерирования высокочастотной составляющей сигнала из набора сигналов синтезируемых поддиапазонов с использованием блока (504) синтезирующих фильтров, имеющего разрешающую способность по частоте FΔf, где F - коэффициент разрешения, F≥1, где порядок преобразования Р отличается от коэффициента разрешения F.

Согласно другой особенности описан способ генерирования высокочастотной составляющей сигнала из низкочастотной составляющей сигнала. Способ может включать этап создания набора сигналов анализируемых поддиапазонов из низкочастотной составляющей сигнала, где набор сигналов синтезируемых поддиапазонов может включать, по меньшей мере, два сигнала анализируемых поддиапазонов. Способ может включать этап определения первого набора сигналов синтезируемых поддиапазонов из набора сигналов анализируемых поддиапазонов с использованием первого порядка преобразования P₁, где первый набор сигналов синтезируемых поддиапазонов включает часть набора сигналов синтезируемых поддиапазонов, сдвинутых по фазе посредством величины, производной от первого порядка преобразования P₁. Кроме того, способ может включать этап определения второго набора сигналов синтезируемых поддиапазонов из набора сигналов анализируемых поддиапазонов с использованием второго порядка преобразования Р₂, где второй набор сигналов синтезируемых поддиапазонов включает часть набора сигналов анализируемых поддиапазонов, сдвинутых по фазе посредством величины, производной от второго порядка преобразования Р₂ Первый порядок преобразования Р₁ и второй порядок преобразования Р₂ могут различаться. Первый и второй наборы сигналов синтезируемых поддиапазонов могут объединяться, давая комбинированный набор сигналов синтезируемых поддиапазонов, и высокочастотная составляющая сигнала может генерироваться из комбинированного набора сигналов синтезируемых поддиапазонов.

Согласно другой особенности, описан способ генерирования высокочастотной составляющей сигнала из низкочастотной составляющей сигнала. Способ может включать этап создания набора сигналов анализируемых поддиапазонов, имеющих разрешающую способность по частоте Δf, из низкочастотной составляющей сигнала. Способ также может включать этап определения набора промежуточных сигналов синтезируемых поддиапазонов, имеющих разрешающую способность по частоте PΔf, из набора сигналов анализируемых поддиапазонов с использованием порядка преобразования Р, где набор промежуточных сигналов синтезируемых поддиапазонов включает часть набора сигналов анализируемых поддиапазонов, сдвинутых по фазе посредством порядка преобразования Р. Один или несколько промежуточных сигналов синтезируемых поддиапазонов могут интерполироваться для определения сигнала синтезируемого поддиапазона из набора сигналов синтезируемых поддиапазонов, имеющего разрешающую способность по частоте FΔf, где F - коэффициент разрешения, F≥1, где порядок преобразования Р₂ может отличаться от разрешающей способности по частоте F. Высокочастотная составляющая сигнала может генерироваться из набора сигналов синтезируемых поддиапазонов.

Согласно следующей особенности, описан способ генерирования высокочастотной составляющей сигнала со второй частотой дискретизации из низкочастотной составляющей сигнала с первой частотой дискретизации. Вторая частота дискретизации может быть в R раз больше первой частоты дискретизации, где R≥1. Способ может включать этап генерирования модулированной высокочастотной составляющей из низкочастотной составляющей путем применения гармонического преобразования порядка T, где модулированная высокочастотная составляющая включает часть спектра низкочастотной составляющей, преобразованной до в T раз более высокого диапазона частот, где модулированная высокочастотная составляющая имеет первую частоту дискретизации, умноженную на коэффициент S, где T>1, и S≤R. В одном из вариантов осуществления изобретения S<R.

Согласно другой особенности, описано дополнительное внешнее устройство, предназначенное для декодирования принимаемого сигнала, включающего, по меньшей мере, звуковой сигнал. Дополнительное внешнее устройство может включать систему для генерирования высокочастотной составляющей звукового сигнала из низкочастотной составляющей звукового сигнала. Система может включать любую из особенностей и отличительных признаков, описанных в настоящем документе.

Согласно другой особенности, описана программа, реализованная программно. Программа, реализованная программно, может быть адаптирована для исполнения на процессоре и для выполнения любой из особенностей и этапов способа, описанных в настоящем документе, при осуществлении на вычислительном устройстве.

Согласно следующей особенности, описан носитель данных. Носитель данных может включать программу, реализованную программно, адаптированную для исполнения на процессоре и для выполнения любой из особенностей и этапов способа, описанных в настоящем документе, при осуществлении на вычислительном устройстве.

Согласно другой особенности, описан компьютерный программный продукт. Компьютерный программный продукт может включать исполняемые команды для выполнения любой из особенностей и этапов способа, описанных в настоящем документе, при осуществлении на компьютере.

Следует отметить, что варианты осуществления изобретения и особенности, описанные в данном документе, могут произвольно комбинироваться. В частности, следует отметить, что особенности и отличительные признаки, описанные в контексте системы, также применимы в контексте соответствующего способа и наоборот. Кроме того, следует отметить, что раскрытие настоящего документа также охватывает иные комбинации пунктов формулы изобретения, чем те, которые даются в прямой форме посредством обратных ссылок в независимых пунктах формулы изобретения, т.е. пункты формулы изобретения и их технические отличительные признаки могут комбинироваться в любом порядке и в любой форме.

КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ГРАФИЧЕСКИХ МАТЕРИАЛОВ

Настоящее изобретение будет описано ниже посредством иллюстративных примеров, не ограничивающих объем или сущность настоящего изобретения, с отсылкой к сопроводительным графическим материалам, где:

фиг.1 - иллюстрация принципа работы примера гармонического преобразователя в частотной области (FD) с одним порядком преобразования;

фиг.2 - иллюстрация принципа работы примера гармонического преобразователя, использующего несколько порядков;

фиг.3 - иллюстрация принципа работы примера гармонического преобразователя на текущем уровне техники, использующего несколько порядков преобразования и, в то же время, использующего общий блок анализирующих фильтров;

фиг.4 - иллюстрация принципа работы примера гармонического преобразователя на текущем уровне техники, использующего несколько порядков преобразования и, в то же время, использующего общий блок синтезирующих фильтров;

фиг.5 - иллюстрация принципа работы примера гармонического преобразователя, использующего несколько порядков преобразования и, в то же время, использующего общий блок синтезирующих фильтров и общий блок синтезирующих фильтров;,

фиг.5b и 5с - иллюстрации примеров отображения сигналов поддиапазонов для схемы с многократным преобразователем согласно фиг.5;

фиг.6 - иллюстрация первого примера сценария для применения гармонического преобразования, использующего несколько порядков преобразования, в усовершенствованном HFR-аудиокодеке;

фиг.7 - иллюстрация примера реализации сценария по фиг.6, использующего субдискретизацию;

фиг.8 - иллюстрация второго примера сценария применения гармонического преобразования с использованием нескольких порядков преобразования в усовершенствованном HFR-аудиокодеке;

фиг.9 - иллюстрация примера реализации сценария по фиг.8, включающего субдискретизацию;

фиг.10 - иллюстрация третьего примера сценария применения гармонического преобразования с использованием нескольких порядков преобразования в усовершенствованном HFR-аудиокодеке;

фиг.11 - иллюстрация примера реализации сценария по фиг.10, включающего субдискретизацию;

фиг.12а - иллюстрация примера действия гармонического преобразования на сигнал в частотной области;

фиг.12b и 12с - иллюстрации примеров способов объединения перекрывающихся и неперекрывающихся преобразованных сигналов;

фиг.13 - иллюстрация примера действия гармонического преобразования порядка T=2 в сочетании с субдискретизацией на сигнал в частотной области;

фиг.14 - иллюстрация примера воздействия гармонического преобразования порядка T=3 в сочетании с субдискретизацией на сигнал в частотной области;

фиг.15 - иллюстрация примера воздействия гармонического преобразования порядка T=P в сочетании с субдискретизацией на сигнал в частотной области (в случае отсутствия перекрывания);

фиг.16 - иллюстрация примера воздействия гармонического преобразования порядка Т=Р в сочетании с субдискретизацией на сигнал в частотной области (в случае перекрывания); и

фиг.17 - иллюстрация примера схемы стандартного блока максимально децимированного, т.е. критически дискретизированного, преобразователя.

ОПИСАНИЕ ПРЕДПОЧТИТЕЛЬНЫХ ВАРИАНТОВ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ ИЗОБРЕТЕНИЯ

Нижеописанные варианты осуществления изобретения являются только иллюстрациями принципов настоящего изобретения для эффективного комбинированного гармонического преобразования. Следует понимать, что для специалистов в данной области будут очевидны модификации и изменения схем и деталей. Поэтому намерение заключается в ограничении только объемом притязаний пунктов нижеследующей формулы изобретения, но не конкретными деталями, представленными в данном описании с целью описания и разъяснения вариантов осуществления изобретения.

Фиг.1 иллюстрирует принцип работы гармонического преобразователя 100 в частотной области (FD). Теоретически гармонический преобразователь T-го порядка в базовой форме - это блок, который сдвигает все составляющие сигнала для входного сигнала до в T раз более высокой частоты. Для того, чтобы реализовать такое преобразование в частотной области, блок 101 анализирующих фильтров (или анализирующее преобразование) преобразовывает входной сигнал из временной области в частотную область и выводит комплексные поддиапазоны, или сигналы поддиапазонов, также именуемые анализируемыми поддиапазонами, или сигналами анализируемых поддиапазонов. Сигналы анализируемых поддиапазонов подвергаются нелинейной обработке 102, модифицирующей фазу и/или абсолютное значение в соответствии с выбранным порядком преобразования Т. Как правило, нелинейная обработка выводит некоторое количество сигналов поддиапазонов, которое равно количеству входных сигналов поддиапазонов, т.е. равно количеству сигналов анализируемых поддиапазонов. Однако в контексте усовершенствованной нелинейной обработки предлагается выводить количество сигналов поддиапазонов, которое отличается от количества входных сигналов поддиапазонов. В частности, два входных сигнала поддиапазонов могут обрабатываться нелинейным образом с целью генерирования одного выходного сигнала поддиапазона. Более подробно это будет описано ниже. Модифицированные поддиапазоны, или сигналы поддиапазонов, которые также именуются синтезируемыми поддиапазонами, или сигналами синтезируемых поддиапазонов, подаются в блок 103 синтезирующих фильтров (или синтезирующее преобразование), который преобразовывает сигналы поддиапазонов из частотной области во временную область и выводит преобразованный сигнал во временной обл