Передискретизация в комбинированном банке фильтров транспозитора

Передискретизация в комбинированном банке фильтров транспозитора

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Область техники

Настоящее изобретение относится к кодированию звуковых сигналов, а именно к способам восстановления высоких частот, включая гармонический транспозитор частотной области.

Уровень техники

Технологии восстановления высоких частот (HFR), например технология восстановления спектральной полосы (SBR), позволяют значительно повысить эффективность кодирования традиционных перцептуальных аудио кодеков. В сочетании с форматом ААС стандарта MPEG-4, технологии HFR позволяют создавать весьма эффективные аудио кодеки, которые в настоящее время используются в составе систем спутникового радиовещания ХМ (ХМ Satellite Radio) и цифрового радиовещания Mondiale (Digital Radio Mondiale), а также стандартизированы в рамках проектов 3GPP, DVD Forum (Международная ассоциация производителей оборудования, носителей, программ и фильмов, и других пользователей DVD) и других организаций. Комбинация ААС и SBR получила название aacPlus. В качестве составной части она внесена в стандарт MPEG-4 под названием «Высокоэффективный метод кодирования ААС» (НЕ-ААС). В целом, технология HFR может быть использована в сочетании с любым перцептуальным кодеком, обеспечивая совместимость в прямом и обратном направлении, предоставляя таким образом возможность для модернизации существующих систем вещания, например MPEG Layer-2, применяемой в системе вещания Eureka DAB. Способы транспозиции HFR могут использоваться также в сочетании с речевыми кодеками для получения более широкой полосы частот речевых сигналов при сверхнизкой скорости передачи данных.

Основной принцип, лежащий в основе HRF, состоит в том, что между характеристиками высокочастотной полосы спектра сигнала и характеристиками низкочастотной полосы спектра того же сигнала обычно наблюдается сильная корреляция. Таким образом, при помощи транспозиции сигнала из низкочастотной области в высокочастотную область может быть достигнуто хорошее приближение для восстановления исходной высокочастотной области сигнала.

Данный принцип транспозиции был обоснован в WO 98/57436, включенной в настоящий документ как неотделимая часть посредством ссылки, как способ для восстановления полосы высоких частот из полосы более низких частот звукового сигнала. При использовании данного принципа возможно получение значительной экономии в скорости передачи данных при кодировании звуковых и речевых сигналов. В дальнейшем речь будет идти о кодировании звуковых сигналов, но необходимо отметить, что описываемые способы и системы в равной степени пригодны для кодирования речевых сигналов и комплексного кодирования речевых и звуковых сигналов (USAC).

В системе кодирования звуковых сигналов, основанной на принципе HFR, сигнал с малой шириной полосы частот поступает на вход кодировщика основной формы сигнала для кодирования, а более высокие частоты восстанавливаются в декодере, который использует транспозицию сигнала с малой шириной полосы частот и дополнительную вспомогательную информацию, как правило, закодированную с очень низкой скоростью передачи данных и описывающую требуемую форму спектра. Для малых скоростей передачи данных, когда ширина полосы основного кодированного сигнала мала, восстановление или синтезирование полосы высоких частот имеет еще большее значение, т.к. высокочастотные составляющие звукового сигнала придают ему положительные для восприятия характеристики.

Одной из основных проблем, характерных для алгоритмов гармонического HFR, являются несовместимые ограничения, связанные с достижением требуемого высокого разрешения по частоте для получения высококачественной транспозиции для стационарных звуковых сигналов и с переходной характеристикой системы для импульсных звуковых сигналов или звуковых сигналов ударных инструментов. То есть, в то время как использование высокого разрешения по частоте оказывает положительное влияние на транспозицию стационарных сигналов, такое высокое разрешения по частоте, как правило, требует большей величины окна, что ухудшает характеристики системы при работе с импульсными элементами сигнала. Один из подходов к решению этой проблемы может заключаться в адаптивном изменении окон транспозитора, например, с помощью изменения величины окна как функции характеристик входного сигнала. Как правило, для достижения высокого разрешения по частоте для стационарных элементов сигнала используются более длинные окна, тогда как короткие окна используются для импульсных элементов сигнала с целью достижения хорошей переходной характеристики, т.е. высокого временного разрешения транспозитора. Тем не менее, недостаток такого подхода заключается в том, что операции по анализу сигнала, например определение наличия импульсов и т.п., должны быть встроены в систему транспозиции. Такие операции по анализу сигнала часто содержат этапы принятия решения, например решения о наличии импульса, которые инициируют изменения в процессе обработки сигнала. Более того, такие действия, как правило, влияют на надежность системы и могут вносить искажения сигнала при изменении процесса обработки сигнала, например при переключении между окнами различной величины.

Для повышения качества звучания и для синтезирования необходимой ширины полосы высоких частот сигнала алгоритмы гармонического HFR, как правило, используют несколько порядков транспозиции. Для выполнения совокупности транспозиций различных порядков транспозиции в устройствах известного уровня техники требовалось использование совокупности банков фильтров либо на этапе анализа, либо на этапе синтеза, или же на обоих этапах. Как правило, для каждого отдельного порядка транспозиции требовался отдельный банк фильтров. Более того, в ситуациях, когда кодер основной формы сигнала работает на меньшей частоте дискретизации, чем частота дискретизации конечного выходного сигнала, как правило, возникает дополнительная необходимость в преобразовании основного сигнала до частоты дискретизации выходного сигнала, и эта повышающая дискретизация основного сигнала обычно достигается при помощи еще одного банка фильтров. В итоге, с ростом числа различных порядков транспозиции значительно возрастает вычислительная сложность.

Настоящий документ предлагает решения вышеописанных проблем в отношении переходной характеристики гармонической транспозиции и в отношении вычислительной сложности. В результате при низкой дополнительной сложности достигается усовершенствование гармонической транспозиции.

Краткое описание изобретения

Согласно одному из признаков изобретения, предлагается система, сконфигурированная для создания высокочастотной компоненты сигнала из низкочастотной компоненты этого сигнала. Система может содержать банк фильтров анализа, содержащий модуль преобразования анализа с разрешением по частоте Δf. Модуль преобразования анализа может быть сконфигурирован производить, например, преобразование Фурье, быстрое преобразование Фурье, дискретное преобразование Фурье или вейвлет-преобразование. Кроме того, банк фильтров анализа может включать в себя окно анализа длительностью D_A. Окно анализа может иметь вид, например, окна Гаусса, косинус-окна, окна Хэмминга, окна Ханна, прямоугольного окна, окна Бартлетта или окна Блэкмана. Банк фильтров анализа может быть сконфигурирован с возможностью создавать набор сигналов субполос анализа из низкочастотной компоненты сигнала.

Система может содержать модуль нелинейной обработки, сконфигурированный с возможностью определять набор сигналов субполос синтеза по части набора сигналов субполос анализа, причем эта часть набора сигналов субполос анализа сдвинута по фазе на порядок транспозиции Т. В частности, сигналы субполос могут содержать комплексные величины и фазовый сдвиг может быть выполнен путем умножения фазы комплексных величин субполос на порядок Т.

Система может содержать банк фильтров синтеза, включающй модуль преобразования синтеза с разрешением по частоте QΔf. Модуль преобразования синтеза может быть сконфигурирован с возможностью производить соответствующее преобразование, обратное тому преобразованию, которое произведено модулем преобразования анализа. Более того, банк фильтров синтеза может включать в себя окно синтеза, имеющее длительность D_S и имеющее любую из вышеперечисленных форм. Q является коэффициентом разрешения по частоте, при этом Q≥1 и меньше, чем порядок транспозиции Т. В одном из конкретных вариантов воплощения, коэффициент разрешения по частоте выбирается, как Q>1. Банк фильтров синтеза может быть сконфигурирован с возможностью создавать высокочастотную компоненту сигнала по набору сигналов субполос синтеза.

Как правило, значение произведения разрешения по частоте Δf и длительности D_A для банка фильтров анализа выбирается, исходя из коэффициента разрешения по частоте Q. В частности, произведение ΔfD_A может быть пропорционально 1 Q + 1 . В одном из вариантов воплощения, значение произведения ΔfD_A меньше или равно 2 Q + 1 . Более того, произведение ΔfD_A может быть больше, чем 2 T + 1 . Значение произведения ΔfD_A банка фильтров анализа может быть равно значению произведения QΔfD_S банка фильтров синтеза. Выбирая банк фильтров анализа и/или синтеза в соответствии с вышеописанными соотношениями, можно уменьшить либо полностью устранить искажения, обусловленные гармонической транспозицией импульсов сигнала, при сохранении невысокой вычислительной сложности гармонического транспозитора.

Кроме того, система может содержать второй модуль нелинейной обработки, сконфигурированный с возможностью определять второй набор сигналов субполос синтеза по набору сигналов субполос анализа, используя второй порядок транспозиции T₂; причем второй набор сигналов субполос синтеза определяется исходя из части набора сигналов субполос анализа, причем эта часть набора сигналов субполос анализа сдвинута по фазе на второй порядок транспозиции T₂. Порядок транспозиции T и второй порядок транспозиции T₂ могут быть различны. Кроме того, система может содержать суммирующий модуль, сконфигурированный с возможностью производить суммирование набора сигналов субполос синтеза и второго набора сигналов субполос синтеза, получая таким образом суммарный набор сигналов субполос синтеза, поступающий на вход банка фильтров синтеза. Суммирующий модуль может быть сконфигурированным с возможностью производить сложение или усреднение соответствующих сигналов субполос из первого набора сигналов субполос синтеза и второго набора сигналов субполос синтеза. Другими словами, суммирующий модуль может быть сконфигурирован с возможностью совместить сигналы субполос синтеза первого набора сигналов субполос синтеза и второго набора сигналов субполос синтеза в соответствии с перекрывающимися интервалами частот.

В одном из вариантов воплощения, банк фильтров анализа может содержать некоторое число K_A субполос анализа, где K_A>1, и k является индексом субполосы анализа, принимающим значения k=0,…,K_A-1. Банк фильтров синтеза может содержать некоторое число N_S субполос синтеза, где N_S>0, и n является индексом субполосы синтеза, принимающем значения n=0,…,N_S-1. В подобных случаях модуль нелинейной обработки может быть сконфигурирован с возможностью производить определение сигнала n-ой субполосы синтеза из набора сигналов субполос синтеза, исходя из сигнала k-ой субполосы анализа и сигнала (k+1)-ой субполосы анализа из набора сигналов субполос анализа. В частности, модуль нелинейной обработки может быть сконфигурирован с возможностью производить определение фазы сигнала n-ой субполосы синтеза в виде суммы фазового сдвига сигнала k-ой субполосы анализа и фазового сдвига сигнала (k+1)-ой субполосы анализа. Более того, модуль нелинейной обработки может быть сконфигурирован с возможностью производить определение величины сигнала n-ой субполосы синтеза в виде произведения возведенной в степень величины сигнала k-ой субполосы анализа и возведенной в степень величины сигнала (k+1)-ой субполосы анализа.

Индекс субполосы анализа k для сигнала субполосы анализа, вносящего вклад в субполосу синтеза с индексом субполосы синтеза n, может выражаться целым числом, полученным в результате выделения целой части выражения Q T n ; при этом остаток r может выражаться как Q T n − k . В таких случаях модуль нелинейной обработки может быть сконфигурирован с возможностью производить определение фазы сигнала n-ой субполосы синтеза в виде суммы фазы сигнала k-ой субполосы анализа, умноженной на Т(1-r), и фазы сигнала (k+1)-ой субполосы анализа, умноженной на T(r), т.е. путем выполнения линейной интерполяции фазы. Более того, модуль нелинейной обработки может быть сконфигурирован с возможностью производить определение величины сигнала n-ой субполосы синтеза в виде произведения величины сигнала k-ой полосы анализа, возведенной в (1-r) степень, и величины сигнала (k+1)-ой субполосы анализа, возведенной в r степень, т.е. путем определения среднего геометрического значения этих величин.

Банк фильтров анализа и банк фильтров синтеза могут быть четным образом набраны так, чтобы центральная частота субполосы анализа соответствовала kΔf, a центральная частота субполосы синтеза соответствовала nQΔf. В альтернативном варианте воплощения, банк фильтров анализа и банк фильтров синтеза могут быть нечетным образом набраны так, чтобы центральная частота субполосы анализа соответствовала ( k + 1 2 ) Δ f , а центральная частота субполосы синтеза соответствовала ( n + 1 2 ) Q Δ f ; и разность между порядком транспозиции Т и коэффициентом разрешения Q была четной.

Частота дискретизации для низкочастотной компоненты может быть равна f_A. Модуль преобразования анализа может выполнять дискретное М точечное преобразование. Длина окна анализа может составлять L_A отсчетов, и/или сдвиг окна анализа может составлять Δs_A отсчетов по низкочастотной компоненте. В таких случаях разрешение по частоте может иметь вид Δ f = f A M , длительность окна анализа может иметь вид D A = L A f A , и/или физический временной шаг банка фильтров анализа может иметь вид Δ t A = Δ s A f A .

Частота дискретизации для высокочастотной компоненты может иметь вид f_S=Qf_A. Модуль преобразования синтеза может выполнять дискретное М точечное преобразование, в частности, он может выполнять соответствующее преобразование, обратное тому преобразованию, которое произведено модулем преобразования анализа. Длина окна синтеза может составлять L_S отсчетов, и/или окно синтеза может быть сдвинуто на величину сдвига синтеза, длительностью Δs_S отсчетов по высокочастотной компоненте. В таких случаях разрешение по частоте может иметь вид Q Δ f = f S M , длительность может иметь вид D S = L S f S , и/или физический временной шаг банка фильтров синтеза может иметь вид Δ t S = Δ s S f S = Δ s A f A = Δ t A .

В соответствии со следующим признаком изобретения, предлагается система для создания выходного сигнала, содержащего высокочастотную компоненту, по входному сигналу, содержащему низкочастотную компоненту, при помощи транспозиции порядка Т. Данная система может содержать модуль окна анализа, сконфигурированный с возможностью применять окно анализа длиной L_A отсчетов, получая таким образом фрейм входного сигнала. Система может содержать модуль преобразования анализа порядка М и имеющий разрешение по частоте Δf, сконфигурированный с возможностью производить преобразование L_A отсчетов в М комплексные коэффициенты. Система может содержать модуль нелинейной обработки, сконфигурированный с возможностью производить изменение фазы комплексных коэффициентов, используя порядок транспозиции Т. Изменение фазы может заключаться в сдвиге фазы комплексных коэффициентов в порядке, изложенном в настоящем документе. Система может содержать модуль преобразования синтеза порядка М, имеющий разрешение по частоте QΔf, сконфигурированный с возможностью производить преобразование измененных коэффициентов в М измененные отсчеты; при этом Q является коэффициентом разрешения по частоте меньшим, чем порядок транспозиции Т. Кроме того, система может содержать модуль окна синтеза, сконфигурированный с возможностью применять окно синтеза длиной L_S отсчетов к М измененным отсчетам, создавая таким образом фрейм выходного сигнала.

М может зависеть от коэффициента разрешения по частоте Q. В частности, разность между М и средней длиной окна анализа и окна синтеза (612) может быть пропорциональна (Q-1). В одном из вариантов воплощения, значение М больше или равно (QL_A+L_S)/2. В воплощении, значение М может быть меньше, чем (TL_A+L_S)/2.

Согласно одному из признаков изобретения, предлагается способ создания высокочастотной компоненты сигнала из низкочастотной компоненты этого сигнала. Данный способ может включать в себя этап обеспечения набора сигналов субполос анализа из низкочастотной компоненты сигнала, используя банк фильтров анализа, содержащий модуль преобразования анализа с разрешением по частоте Δf и окно анализа длительностью D_A. Кроме того, способ может включать в себя этап определения набора сигналов субполос синтеза по части набора сигналов субполос анализа, причем эта часть набора сигналов субполос анализа сдвинута по фазе на порядок транспозиции Т. Наконец, способ может включать в себя этап обеспечения высокочастотной составляющей сигнала по набору сигналов субполос синтеза, используя банк фильтров синтеза, содержащий модуль преобразования синтеза с разрешением по частоте QΔf и окно синтеза длительностью D_S. Q является коэффициентом разрешения, причем Q≥1 и меньше, чем порядок транспозиции Т. Значение произведения разрешения по частоте Δf и длительности D_A для банка фильтров анализа может выбираться исходя из коэффициента разрешения по частоте Q.

В соответствии со следующим признаком изобретения, предлагается способ создания выходного сигнала, содержащего высокочастотную компоненту, из входного сигнала, содержащего низкочастотную компоненту, при помощи транспозиции порядка Т. Данный способ может включать в себя применение окна анализа длиной L_A отсчетов, таким образом получая фрейм входного сигнала, и преобразование этого фрейма из L_A отсчетов входного сигнала в М комплексных коэффициентов, используя преобразование анализа порядка М с разрешением по частоте Δf. Кроме того, данный способ может включать в себя этап изменения фазы комплексных коэффициентов, используя порядок транспозиции Т.

Изменение фазы может производиться в соответствии со способами, изложенными в настоящем документе. Кроме того, способ может включать в себя этапы по преобразованию измененных коэффициентов в М измененных отсчетов, используя преобразование синтеза порядка М с разрешением по частоте QΔf, причем Q является коэффициентом разрешения по частоте меньшим, чем порядок транспозиции Т; и применению окна синтеза длиной L_S отсчетов к М измененным отсчетам, создавая таким образом фрейм выходного сигнала. М может зависеть от коэффициента разрешения по частоте Q.

Согласно следующему признаку изобретения, предлагается способ проектирования гармонического транспозитора для создания высокочастотной компоненты сигнала из низкочастотной компоненты этого сигнала. Данный способ может включать в себя этап создания банка фильтров анализа, содержащего модуль преобразования анализа с разрешением по частоте Δf; а также окно анализа длительностью D_A, причем банк фильтров анализа сконфигурирован с возможностью создавать набор сигналов субполос анализа из низкочастотной компоненты сигнала. Кроме того, способ может включать в себя этап создания модуля нелинейной обработки, сконфигурированного с возможностью определять набор сигналов субполос синтеза по части набора сигналов субполос анализа, причем эта часть сигналов субполос анализа сдвинута по фазе на порядок транспозиции Т. Кроме того, способ может включать в себя этап создания банка фильтров синтеза, состоящего из модуля преобразования синтеза с разрешением по частоте QΔf; а также окна синтеза длительностью D_S; причем банк фильтров синтеза сконфигурирован с возможностью создавать высокочастотную компоненту сигнала по набору сигналов субполос синтеза; при этом Q является коэффициентом разрешения по частоте, таким, что Q≥1 и меньше порядка транспозиции Т. Кроме того, способ может включать в себя этап выбора значения произведения разрешения по частоте Δf и длительности D_A для банка фильтров анализа, исходя из коэффициента разрешения по частоте Q.

В соответствии со следующим признаком изобретения, предлагается способ проектирования транспозитора, сконфигурированного с возможностью создания выходного сигнала, содержащего высокочастотную компоненту, из входного сигнала, содержащего низкочастотную компоненту, при помощи транспозиции порядка Т. Способ может включать в себя этапы создания модуля окна анализа, при этом модуль сконфигурирован с возможностью применения окна анализа длиной L_A отсчетов, и получения таким образом фрейма входного сигнала; создания модуля преобразования анализа порядка М с разрешением по частоте Δf, при этом модуль сконфигурирован с возможностью преобразования L_A отсчетов в М комплексных коэффициентов. Более того, способ может включать в себя этап создания модуля нелинейной обработки, сконфигурированного с возможностью изменения фазы комплексных коэффициентов, используя порядок транспозиции Т. Кроме того, способ может включать в себя этапы по созданию модуля преобразования синтеза порядка М с разрешением по частоте QΔf, при этом модуль сконфигурирован с возможностью преобразования измененных коэффициентов в М измененных отсчетов; причем Q является коэффициентом разрешения по частоте, меньшим, чем порядок транспозиции Т; а также создания модуля окна синтеза, при этом модуль сконфигурирован с возможностью применения окна синтеза длиной L_S отсчетов к М измененным отсчетам, создавая таким образом фрейм выходного сигнала. Наконец, способ может включать в себя этап выбора параметра М, исходя из коэффициента разрешения по частоте Q.

Необходимо отметить, что данные способы и системы, включая предпочтительные варианты воплощения, изложенные в настоящей патентной заявке, могут быть использованы отдельно или в сочетании с иными способами и системами, описанными в этом документе. Более того, все разновидности способов и систем, описанных в настоящей патентной заявке, могут быть скомбинированы произвольным образом. В частности, признаки, входящие в формулу изобретения, могут быть скомбинированы друг с другом произвольным образом.

КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ

Настоящее изобретение будет описано на иллюстративных примерах, не ограничивающих объема и сущности изобретения, со ссылками на прилагаемые чертежи, где:

Фиг.1 представляет принцип действия образца гармонического транспозитора частотной области первого порядка;

Фиг.2 представляет принцип действия образца гармонического транспозитора, использующего несколько порядков транспозиции;

Фиг.3 представляет принцип действия образца прототипа гармонического транспозитора, использующего несколько порядков транспозиции, с применением общего банка фильтров анализа;

Фиг.4 представляет принцип действия образца прототипа гармонического транспозитора, использующего несколько порядков транспозиции, с применением общего банка фильтров синтеза;

Фиг.5 представляет принцип действия образца гармонического транспозитора, использующего несколько порядков транспозиции, с применением общего банка фильтров синтеза и общего банка фильтров анализа;

Фиг.5b представляет образец отображения сигналов субполос для схемы параллельного транспозитора в соответствии с Фиг.5;

Фиг.6а представляет образец параллельного транспозитора порядка T=2, 3, 4, использующего общий банк фильтров анализа и раздельные банки фильтров синтеза;

Фиг.6b представляет образец параллельного транспозитора порядка T=2, 3, 4, использующего общий банк фильтров анализа и общий банк фильтров синтеза;

Фиг.7 представляет образец отображения сигналов субполос для схемы параллельного транспозитора в соответствии с Фиг.6b;

Фиг.8 представляет частный случай расположения функции Дирака в окнах анализа и синтеза гармонического транспозитора;

Фиг.9 представляет частный случай другого расположения функции Дирака в окнах анализа и синтеза гармонического транспозитора; и

Фиг.10 представляет случай расположения функции Дирака согласно Фиг.9 при использовании передискретизации частотной области.

ОПИСАНИЕ ПРЕДПОЧТИТЕЛЬНЫХ ВАРИАНТОВ ВОПЛОЩЕНИЯ

Описанные ниже варианты воплощения приводятся с единственной целью, а именно для наглядной иллюстрации принципов настоящего изобретения по передискретизации в комбинированном банке фильтров транспозитора. При этом понимается, что модификации и вариации механизмов и подробностей, описанных в настоящем документе, являются очевидными для специалистов данной отрасли техники. Следовательно, ограничительным является только объем прилагаемой формулы изобретения, а не конкретные подробности, упомянутые в настоящем документе в ходе описания и объяснения вариантов воплощения.

Фиг.1 представляет принцип действия гармонического транспозитора частотной области 100. В своей основе, гармонический транспозитор T-го порядка представляет собой модуль, который сдвигает все сигнальные компоненты H(f) входного сигнала, т.е. субполосу сигнала в частотной области, в H(Tf). To есть, частотная компонента H(f) входного сигнала сдвигается в сторону в Т раз более высокой частоты. Для осуществления такой транспозиции в частотной области, банк фильтров анализа 101 преобразует входной сигнал из временной области в частотную область и формирует выходной сигнал, представляющий собой комплексные субполосы или сигналы субполос, также называемые субполосами анализа или сигналами субполос анализа. Банк фильтров анализа, как правило, включает в себя преобразование анализа, например БПФ, ДПФ или вейвлет-преобразование, и скользящее окно анализа. Сигналы субполос анализа подвергаются нелинейной обработке 102, в процессе которой изменяется фаза и/или амплитуда в соответствии с выбранным порядком транспозиции Т. Как правило, результатом нелинейной обработки является некоторое число сигналов субполос, равное числу сигналов входных субполос, т.е. числу сигналов субполос анализа. Модифицированные субполосы или сигналы субполос, также называемые субполосами синтеза или сигналами субполос синтеза, подаются на вход банка фильтров синтеза 103, который преобразует сигналы субполос из частотной области во временную, и его выходной сигнал представляет собой транспонированный сигнал временной области. Банк фильтров синтеза 103, как правило, включает в себя обратное преобразование, например обратное БПФ, обратное ДПФ или обратное вейвлет-преобразование, и скользящее окно синтеза.

Как правило, каждый банк фильтров имеет физическое разрешение по частоте Δf, измеряемое в герцах, и физический параметр временного шага Δt, измеряемый в секундах, причем физическое разрешение по частоте Δf обычно ассоциируется с разрешением по частоте функции преобразования, а физический параметр временного шага Δt обычно ассоциируется с временным интервалом между последовательными оконными функциями. Эти два параметра, т.е. разрешение по частоте и временной шаг, определяют дискретно-временные параметры банка фильтров при заданной частоте дискретизации. Выбирая физические параметры временного шага, т.е. параметр временного шага, измеренный в единицах времени, например секундах, для банков фильтров анализа и синтеза идентичными, на выходе транспозитора 100 можно получить выходной сигнал, имеющий ту же частоту дискретизации, что и входной сигнал. Более того, при исключении этапа нелинейной обработки 102, на выходе может быть получено полное восстановление входного сигнала. Для этого необходим тщательный расчет банков фильтров анализа и синтеза. С другой стороны, в случае, когда на выходе и входе выбраны различные частоты дискретизации, может быть получено преобразование частоты дискретизации. Такой режим работы может быть необходим в случае, когда требуемая ширина полосы частот выходного сигнала y больше, чем половина частоты дискретизации входного сигнала x, т.е. когда требуемая ширина полосы частот выходного сигнала превосходит частоту Найквиста для входного сигнала.

Фиг.2 представляет принцип работы параллельного транспозитора или системы параллельных транспозиторов 200, содержащей некоторое число гармонических транспозиторов 201-1, …, 201-Р различного порядка. Входной транспонируемый сигнал пропускается через банк из Р отдельных транспозиторов 201-1, 201-2, …, 201-Р. Отдельные транспозиторы 201-1, 201-2, …, 201-Р выполняют гармоническую транспозицию входного сигнала в соответствии с пояснением к Фиг.1. Как правило, каждый отдельный транспозитор 201-1, 201-2, …, 201-Р выполняет гармоническую транспозицию различного порядка транспозиции Т. Например, транспозитор 201-1 может выполнять транспозицию порядка Т=1, транспозитор 201-2 может выполнять транспозицию порядка T=2, … и транспозитор 201-Р может выполнять транспозицию порядка T=P. Однако, в общем случае, любой из транспозиторов 201-1, …, 201-Р может выполнять гармоническую транспозицию произвольного порядка транспозиции Т. Вклады, т.е. выходные сигналы отдельных транспозиторов 201-1, 201-2, …, 201-Р, могут суммироваться в сумматоре 202 для формирования суммарного выходного сигнала транспозитора.

Требуется отметить, что для каждого транспозитора 201-1, 201-2, …, 201-Р необходим банк фильтров анализа и синтеза, как представлено на Фиг.1. Более того, в типовой реализации отдельные транспозиторы 201-1, 201-2, …, 201-Р, как правило, изменяют частоту дискретизации обрабатываемого входного сигнала на различную величину. Например, частота дискретизации выходного сигнала транспозитора 201-Р может быть в Т раз выше, чем частота дискретизации входного сигнала транспозитора 201-Р, причем T является порядком транспозиции, осуществляемой транспозитором 201-Р. Это может происходить благодаря коэффициенту расширения полосы пропускания Т, примененного в транспозиторе 201-Р, т.е. благодаря использованию банка фильтров синтеза, имеющего в Т раз больше подканалов, чем банк фильтров анализа. В результате частота дискретизации и частота Найквиста возрастает с коэффициентом T. В результате чего, для отдельных сигналов временной области может потребоваться редискретизация с целью создания возможности для суммирования различных выходных сигналов в сумматоре 202. Редискретизация сигналов частотной области может быть произведена на входе или на выходе каждого независимого транспозитора 201-1, 201-2, …, 201-Р.

Фиг.3 представляет образец конфигурации параллельного гармонического транспозитора или системы параллельных транспозиторов 300, выполняющей несколько порядков транспозиции и использующей общий банк фильтров анализа 301. Отправным пунктом для расчета параллельного транспозитора 300 может быть такой расчет отдельных транспозиторов 201-1, 201-2, …, 201-Р, представленных на Фиг.2, при котором банки фильтров анализа (ссылочная позиция 101 на Фиг.1) всех транспозиторов 201-1, 201-2, …, 201-Р являются идентичными и могут быть заменены единым банком фильтров анализа 301. Вследствие этого, сигналы временной области преобразовываются в один набор сигналов субполос частотной области, т.е. один набор сигналов субполос анализа. Эти сигналы субполос поступают на входы различных модулей нелинейной обработки 302-1, 302-2, …, 302-Р для различных порядков транспозиции. Как изложено выше в контексте Фиг.1, каждый модуль нелинейной обработки производит изменение фазы и/или амплитуды сигналов субполос, и для различных порядков транспозиции эти изменения различны. В дальнейшем, различным образом модифицированные сигналы субполос или субполосы поступают на входы различных банков фильтров синтеза 303-1, 303-2, …, 303-Р, соответствующие различным модулям нелинейной обработки 302-1, 302-2, …, 302-Р. Результатом этого являются Р по-разному транспонированные выходные сигналы временной области, которые суммируются в сумматоре 304, образуя суммарный выходной сигнал транспозитора.

Следует отметить, что если банки фильтров синтеза 303-1, 303-2, …, 303-Р, соответствующие различным порядкам транспозиции, функционируют с различными частотами дискретизации, например, используя различные степени расширения полосы частот, то для выходных сигналов временной области различных банков фильтров синтеза 303-1, 303-2, …, 303-Р потребуется различная редискретизация для привязки Р выходных сигналов к общей временной сетке перед суммированием в сумматоре 304.

Фиг.4 представляет принцип работы параллельного гармонического транспозитора 400, использующего несколько порядков транспозиции, использующего при этом общий банк фильтров синтеза 404. Исходным пунктом расчета такого параллельного транспозитора 400 может быть такой расчет отдельных транспозиторов 201-1, 201-2, …, 201-Р, представленных на Фиг.2, при котором банки фильтров синтеза всех транспозиторов являются идентичными и могут быть заменены единым банком фильтров синтеза 404. Следует отметить, что аналогично ситуации, представленной на Фиг.3, здесь используются различные модули нелинейной обработки 402-1, 402-2, …, 402-Р для каждого порядка транспозиции. Более того, для различных порядков транспозиции используются различные банки фильтров анализа 401-1, 401-2, …, 401-Р. В связи с этим, набор из Р банков фильтров анализа 401-1, 401-2, …, 401-Р определяет Р наборов сигналов субполос анализа. Эти Р наборов сигналов субполос анализа поступают на входы соответствующих модулей нелинейной обработки 402-1, 402-2, …, 402-Р для формирования Р наборов модифицированных сигналов субполос. Эти Р наборов сигналов субполос могут быть просуммированы в частотной области в сумматоре 403 для формирования суммарного набора сигналов субполос, подаваемого на вход единого банка фильтров синтеза 404. Такое суммирование в сумматоре 403 может включать в себя подачу различным образом обработанных сигналов субполос в р