Опорные сигналы определения положения

Опорные сигналы определения положения

Иллюстрации

Показать все

Реферат

ОБЛАСТЬ ТЕХНИКИ, К КОТОРОЙ ОТНОСИТСЯ ИЗОБРЕТЕНИЕ

Настоящее изобретение относится к способу для формирования опорного сигнала определения положения, который должен использоваться в системе беспроводной связи с мультиплексированием с ортогональным частотным разделением (OFDM), как определено в преамбуле пункта 1 формулы изобретения.

Настоящее изобретение также относится к способу принимающего узла для определения значения хронирования в такой системе связи, как определено в преамбуле пункта 12 формулы изобретения.

Настоящее изобретение также относится к способу для передачи PRS, к компьютерной программе и к компьютерному программному продукту, реализующим способы по изобретению.

Настоящее изобретение также относится к объекту, выполненному с возможностью формирования PRS, которые должны использоваться в такой системе связи, как определено в преамбуле пункта 18 формулы изобретения, и к передающему узлу, как определено в преамбуле пункта 19 формулы изобретения.

Настоящее изобретение также относится к принимающему узлу, выполненному с возможностью определения значения хронирования, которое должно использоваться для определения его положения в такой системе связи, как определено в преамбуле пункта 20 формулы изобретения.

УРОВЕНЬ ТЕХНИКИ

Требование во многих системах беспроводной связи, например, сотовых системах, использующих мультиплексирование с ортогональным частотным разделением (OFDM), таких как система долгосрочного развития (LTE) состоит в том, чтобы система была способна к точному определению местоположения принимающего узла, такого как мобильная станция или пользовательское оборудование (UE). Обычно, местоположение принимающего узла определяется обслуживающей сотой на основании измерений, выполняемых на принимающем узле. В качестве альтернативы, принимающий узел может на основании результатов измерений, определять свое местоположение самостоятельно.

Измерения на принимающем узле отражают расстояние принимающего узла от по меньшей мере двух соседних сот, чьи координаты известны обслуживающей соте. Типично, количество используемых соседних сот имеет значение между 3 и 5.

Обычным измерением, используемым для определения положения принимающей соты, является разница во времени прибытия (TDOA) между опорным сигналом определения положения (PRS), передаваемым с обслуживающей соты, и PRS, передаваемыми другими сотами, то есть соседними сотами, являющимися выбранными для измерений расстояния. Сигналы из других сот будут прибывать на принимающий узел в разные моменты времени вследствие соответственно разных расстояний между принимающим узлом и сотами, которые используются для определения местоположения принимающего узла.

Измеренная TDOA Δt_2,1 обычно выдается обратно в обслуживающую соту, которая использует эту информацию для расчета разности расстояний между принимающим узлом и сотой₁ и между принимающим узлом и сотой₂ в качестве:

(уравнение 1)

где

- c - скорость света,

- (x, y) - неизвестное положение принимающего узла, и

- (xi, yi) - положение i-й соты.

Если K сот обнаружено принимающим узлом, уравнение 1 определяет (K-1) нелинейных уравнений, решения которых дают неизвестное положение принимающего узла (x, y).

Время прибытия (TOA) PRS может выявляться посредством использования взаимной корреляции между принятым сигналом и всеми PRS, которые были указаны принимающему узлу обслуживающей сотой. PRS, с которыми принимающий узел осуществляет корреляцию принятого сигнала, должны однозначно, один к одному, соответствовать ID соты у сот в наборе сот, используемых для измерения.

Нормально, можно допустить, что принимающий узел принимает информацию о наборе PRS, которые он должен измерять, то есть наборе сот, из которых принимающий узел принимает сигнал, а также относительное хронирование передачи этих сигналов.

Предполагается, что PRS должны передаваться в специально выделенных подкадрах, содержащих 12 или 14 символов OFDM. Эти специальные подкадры должны испытывать низкие помехи и могли бы быть основаны либо на обычных подкадрах без передачи физического совместно используемого канала нисходящей линии связи (PDSCH), либо на подкадрах многоадресной/широковещательной одночастотной сети (MBSFN).

В обычных подкадрах OFDM, опорные сигналы из LTE должны оставаться, с тем, что это необязательно, если используются подкадры MBSFN, поскольку пользовательское оборудование (UE) выпуска 8 LTE не будет планироваться в таких подкадрах. Область управления, типично, первые 2 символа OFDM в подкадре OFDM, не могут использоваться для PRS. Если используются обычные подкадры OFDM, также может быть желательным передавать PRS только в символах OFDM, которые не содержат в себе специфичных соте LTE общих опорных сигналов (CRS).

Фиг.1 показывает обычный подкадр OFDM предшествующего уровня техники, в котором есть 9 имеющихся в распоряжении символов OFDM для PRS.

Важное требование для большого набора PRS, например, набора PRS, один к одному соответствующих ID сот системы, то есть набора, содержащего 504 PRS для LTE, состоит в том, что апериодическая взаимная корреляция между любыми двумя PRS является как можно меньшей, в то время как апериодическая автокорреляция каждого PRS должна иметь по возможности импульсоподобную форму, то есть как можно меньшие боковые лепестки.

Автокорреляция импульсоподобной формы обеспечивает возможность точной оценки разницы во времени прибытия (TDOA) в случае многолучевого распространения, то есть она минимизирует вероятность нахождения ложной TDOA вследствие больших боковых лепестков автокорреляции. Свойства взаимной корреляции определяют уровень помех, являющийся следствием соседних сот, когда подкадры PRS из разных сот частично или полностью совмещены. Низкая взаимная корреляция между PRS предоставляет возможность лучшего использования частотно-временных ресурсов, так как большее количество сот могут передавать одновременно. Таким образом, меньшее количество подкадров PRS необходимо, когда низка взаимная корреляция.

Обычно, существующие CRS, используемые для оценки канала в системе связи, использующей OFDM, например, сотовой системе LTE, содержатся в определенных символах OFDM в пределах подкадра из 12 или 14 символов OFDM, причем каждый шестой элемент ресурсов (RE) используется для передачи энергии. RE соответствует синусоиде (также называемой поднесущей), частота которой является кратным целым обратной величины длительности символа OFDM и длительность которой равна длительности символа OFDM. Разные специфичные соте опорные сигналы (RS) имеют разные сдвиги частоты занятых RE, обладая значениями в диапазоне между 0 и 5 RE, в зависимости от ID соты. Используемые RE CRS модулируются элементами специфичной соте псевдослучайной последовательности QPSK. Для целей определения положения, CRS LTE может не давать достаточного отношения уровня сигнала к совокупному уровню взаимных помех и шумов.

Дополнительно, поскольку количество частотно-временных ресурсов для PRS ограничено в системе связи, трудно формировать большое количество частотно-временных схем, которые демонстрируют хорошие свойства взаимной корреляции, так как в итоге, станет большим количество «совпадений» между разными схемами, то есть использование одних и тех же RE.

К тому же важно, что отношение пиковой мощности к средней мощности у PRS должно быть как можно более низким, для того чтобы максимизировать принимаемую энергию из каждой соты, вовлеченной в измерение наблюдаемой разницы во времени прибытия (OTDOA). Если нет передачи данных в подкадрах, используемых для PRS, это могло бы приводить к тому, что все поднесущие в PRS становятся синфазными в некоторые моменты. Этот нежелательный эффект в частности присутствует, если все RE для PRS модулируются одним и тем же значением (например, единицей).

Фиг.2 показывает решение предшествующего уровня техники, в котором частотно-временная схема (шаблон) для PRS, основанная на массивах Костаса длиной 10, была предложена для использования в подкадре PRS. Точная схема массива Костаса, которая должна использоваться, здесь будет зависеть от конструктивных вариантов выбора для подкадра PRS. Например, используемая схема будет зависеть от выбора между подкадрами с нормальным и расширенным циклическим префиксом, при этом последние содержат меньшее количество символов OFDM, или от того должны ли использоваться подкадры MBSFN. На фиг.2 показан возможный массив Костаса длиной 10, предложенный для использования в подкадрах MBSFN с расширенным циклическим префиксом.

Массив на фиг.2 может отображаться в блоки ресурсов, имеющие ширину полосы, соответствующую 12 поднесущим. Для наполнения ширины полосы системы, этот блок 12x10 мог бы тиражироваться по частоте, оставляя незанятыми 2 поднесущих для каждого блока ресурсов. В качестве альтернативы, массив 10×10 мог бы тиражироваться по всем блокам ресурсов без координации с границами блоков ресурсов. В этом случае незанятых поднесущих нет.

Разные соты имели бы разные варианты характерного массива, показанного на фиг.2, при этом варианты получаются циклическим сдвигом схемы 10×10 по времени и частоте. Сдвиги выполняются по модулю 10 строк и модулю 10 столбцов. Схема, показанная на фиг. 2, имеет свойство, что все циклические временные/частотные сдвиги последовательности перекрываются на по меньшей мере двух символах, причем большинство последовательностей перекрываются на менее чем двух символах.

В дополнение, если используются только временные сдвиги или частотные сдвиги, перекрытия между схемами (шаблонами) нет. К тому же, некоторые пары схем, которые сдвинуты как по времени, так и по частоте, являются ортогональными. Таким образом, есть всего 10×10=100 возможных временных/частотных сдвигов массива на фиг.2, приводящих к суммарному количеству 100 отдельных частотно-временных схем, которые перекрываются друг с другом на самое большее двух символах.

На фиг.3 показано еще одно решение предшествующего уровня техники более плотной частотно-временной схемы. В этом решении предшествующего уровня техники разные PRS получаются циклическим сдвигом данной схемы в частотной области. Отсюда может формироваться всего лишь 6 уникальных PRS. Частотно-временная схема повторяется по всей ширине полосы системы.

Описанные выше решения предшествующего уровня техники имеют ряд недостатков, один из которых состоит в том, что количество PRS, возможных для формирования, значительно меньше, чем количество ID сот в нормальной системе связи. Если количество PRS меньше, чем количество ID сот в системе, может потребоваться дополнительное системное планирование, чтобы гарантировать, что в сети может быть сформировано достаточно много уникальных возможных наборов PRS.

Дополнительно, эти решения предшествующего уровня техники имеют высокие отношения пиковой мощности к средней мощности (PAPR) для PRS. Что касается двух описанных частотно-временных схем предшествующего уровня техники, PAPR для PRS в ширине полосы 20 МГц имеют значения 20,9 и 23,2 дБ, соответственно, которые являются проблематичными уровнями, требующими больших потерь мощности в усилителях мощности, используемых для передачи PRS.

ЦЕЛЬ И НАИБОЛЕЕ ВАЖНЫЕ ПРИЗНАКИ ИЗОБРЕТЕНИЯ

Цель настоящего изобретения состоит в том, чтобы обеспечить формирование и использование PRS, которые решают вышеизложенные проблемы.

Эта цель достигается вышеупомянутым способом для формирования PRS согласно отличительной части пункта 1 формулы изобретения, то есть способом, выполняющим этапы:

- определения частотно-временной схемы RE для использования для передачи PRS, при этом частотно-временная схема включает в себя по меньшей мере два символа OFDM, и

- назначения для каждого из по меньшей мере двух символов OFDM, соответственно, значения каждому из некоторого количества RE, находящихся в пределах такого символа OFDM, при этом

- значения, назначаемые количеству RE, соответствуют элементам в последовательности модуляции, имеющей длину, равную количеству RE, и должны использоваться для модуляции поднесущих OFDM, соответствующих RE в пределах такого символа OFDM.

Цель также достигается вышеупомянутым способом согласно отличительной части пункта 18 формулы изобретения, то есть принимающим узлом, выполняющим этапы с использованием знания ID соты каждой из по меньшей мере трех сот:

- определения частотно-временной схемы RE, что было использовано для передачи принятого сигнала,

- определения по меньшей мере одной последовательности модуляции, использованной для модуляции поднесущих OFDM, соответствующих RE частотно-временной схемы, при этом по меньшей мере одна последовательность модуляции имеет длину, равную количеству RE, находящихся в пределах символа OFDM, являющегося частью частотно-временной схемы, и

- определения на основании определенной частотно-временной схемы и определенной по меньшей мере одной последовательности модуляции значения хронирования для принятого сигнала относительно сигналов от других из по меньшей мере трех сот.

Цель также достигается вышеупомянутым объектом согласно отличительной части пункта 24 формулы изобретения, то есть объектом, содержащим:

- средство определения, выполненное с возможностью определения частотно-временной схемы RE для использования для передачи PRS, при этом частотно-временная схема включает в себя по меньшей мере два символа OFDM,

- средство назначения, выполненное с возможностью назначения, для каждого из по меньшей мере двух символов OFDM, соответственно, значения каждому из некоторого количества RE, находящихся в пределах такого символа OFDM, при этом

- значения, назначаемые количеству RE, соответствуют элементам в последовательности модуляции, имеющей длину, равную количеству RE, и должны использоваться для модуляции поднесущих OFDM, соответствующих RE в пределах такого символа OFDM.

Цель также достигается вышеупомянутым передающим узлом согласно отличительной части пункта 25 формулы изобретения, то есть передающим узлом, передающим PRS, сформированный в объекте, содержащем:

- средство определения, выполненное с возможностью определения частотно-временной схемы элементов ресурсов (RE) для использования для передачи PRS, при этом частотно-временная схема включает в себя по меньшей мере два символа OFDM,

- средство назначения, выполненное с возможностью назначения, для каждого из по меньшей мере двух символов OFDM, соответственно, значения каждому из некоторого количества RE, находящихся в пределах такого символа OFDM, при этом

- значения, назначаемые количеству RE, соответствуют элементам в последовательности модуляции, имеющей длину, равную количеству RE, и должны использоваться для модуляции поднесущих OFDM, соответствующих RE в пределах такого символа OFDM.

Таким образом, объект, выполненный с возможностью формирования PRS, может быть расположен внутри или вне самого передающего узла. То есть PRS может формироваться в отдельном объекте и сохраняться в передающем узле, или он может, как формироваться, так и передаваться передающим узлом.

Цель также достигается вышеупомянутым принимающим узлом согласно отличительной части пункта 26 формулы изобретения, то есть принимающим узлом, содержащим:

- средство определения, выполненное с возможностью определения с использованием знания ID соты каждой из по меньшей мере трех сот частотно-временной схемы элементов ресурсов (RE), что было использовано для передачи принятого сигнала,

- средство определения, выполненное с возможностью определения, с использованием упомянутого знания, по меньшей мере одной последовательности модуляции, использованной для модуляции поднесущих OFDM, соответствующих RE частотно-временной схемы, при этом по меньшей мере одна последовательность модуляции имеет длину, равную количеству RE, находящихся в пределах символа OFDM, являющегося частью частотно-временной схемы,

- средство определения, выполненное с возможностью определения, с использованием упомянутого знания, на основании определенной частотно-временной схемы и определенной по меньшей мере одной последовательности модуляции, значения хронирования для принятого сигнала относительно сигналов от других из по меньшей мере трех сот.

Цель также достигается вышеупомянутым способом для передачи PRS, компьютерной программой и компьютерным программным продуктом, реализующими способы по изобретению.

Формирование PRS, способ для передачи PRS, способ для определения значения хронирования, объект, конфигурированный для формирования PRS, передающий узел, выполненный с возможностью передачи PRS, и принимающий узел, выполненный с возможностью определения значения хронирования, согласно настоящему изобретению отличаются тем, что они определяют PRS частотно-временной схемой RE на многочисленных символах OFDM и последовательностях модуляции, используемых для модуляции RE, находящихся в пределах частотно-временной схемы. Одна такая последовательность модуляции имеет некоторое количество элементов L, причем это количество элементов L равно количеству RE, занятых PRS в одном символе OFDM. Это обладает преимуществом, состоящем в том, что благоприятные свойства выбранной последовательности модуляции, например, свойства PAPR и/или автокорреляции, и/или взаимной корреляции для выбранной последовательности модуляции сохраняются в формируемых PRS.

Таким образом, последовательности модуляции, используемые для формирования PRS, могут выбираться так, что они по меньшей мере контролируют отношение пиковой мощности к средней мощности, обеспечивают хорошие свойства автокорреляции и обеспечивают хорошие свойства взаимной корреляции. Эти характеристики последовательностей модуляции, согласно изобретению, сохраняются в сформированном PRS.

Вследствие этого, количество PRS может быть увеличено, чтобы быть таким же количеством, как количество ID сот, без ухудшения производительности, что является очень полезным, поскольку наиболее эффективный способ избежать сетевого планирования состоит в том, чтобы сделать количество PRS равным количеству ID сот. Обычно, самым простым, что касается сложности системы, является использование PRS, которые уникальны и связаны с ID соты отображением один к одному.

Таким образом, изобретение может использоваться для увеличения количества PRS, чтобы оно было таким же, как количество ID сот, без ухудшения производительности. Например, в системе LTE (выпуск 8 UTRA (универсального наземного доступа) 3GPP (Проект партнерства 3-его поколения)), количество ID сот имеет значение 504. Посредством использования настоящего изобретения могут быть легко реализованы 504 PRS.

Согласно одному из вариантов осуществления изобретения, разные последовательности модуляции используются в разных PRS для формирования многочисленных PRS из одной и той же частотно-временной схемы, в дополнение к регулированию отношения пиковой мощности к средней мощности.

Согласно другим вариантам осуществления изобретения, последовательности модуляции являются идентичными и соответственно разными в разных символах OFDM в пределах PRS.

Согласно одному из вариантов осуществления изобретения, одна и та же последовательность модуляции используется во всех символах OFDM PRS.

Согласно другим вариантам осуществления изобретения, разные PRS, соответственно, имеют и не имеют разные последовательности модуляции.

Согласно другим вариантам осуществления изобретения, разные последовательности модуляции соответственно формируются из одной или многочисленных последовательностей модуляции благодаря дополнительной манипуляции элементов последовательности.

Согласно варианту осуществления изобретения, разные циклические сдвиги одной или многочисленных последовательностей используются в разных символах OFDM в пределах PRS.

Согласно варианту осуществления изобретения, циклические сдвиги двух базовых последовательностей модуляции длиной L/2 используются в одном символе OFDM в пределах PRS.

Согласно варианту осуществления изобретения, две последовательности длиной L/2 являются разными, а два сдвига последовательности могут быть разными.

Согласно другим вариантам осуществления изобретения, разная фазовая модуляция одной базовой последовательности модуляции и многочисленных базовых последовательностей модуляции соответственно используются в разных символах OFDM в пределах PRS.

Согласно варианту осуществления изобретения, циклические сдвиги и/или фазовые модуляции могут просто определяться принимающим узлом, например, на основании идентичностей соты и/или номеров символов OFDM.

Согласно варианту осуществления изобретения, циклические сдвиги и/или фазовые модуляции в разных символах OFDM могут определяться из одной и той же целочисленной последовательности, определяющей частотно-временные положения RE в PRS.

Согласно варианту осуществления изобретения, последовательности модуляции могут быть получены из (одной или нескольких) последовательностей Задова-Чу, последовательностей QPSK, комплементарных последовательностей Голея и m-последовательностей.

Подробные примерные варианты осуществления и преимущества формирования и использования PRS согласно изобретению далее будут описаны со ссылкой на прилагаемые чертежи, иллюстрирующие некоторые предпочтительные варианты осуществления.

КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ

Фиг.1 показывает подкадр предшествующего уровня техники.

Фиг.2 показывает подкадр PRS предшествующего уровня техники.

Фиг.3 показывает подкадр PRS предшествующего уровня техники.

Фиг.4 показывает отображение RE в поднесущие.

Фиг.5 показывает отображение RE в коэффициенты Фурье N-точечного ДПФ (дискретного преобразования Фурье, DFT).

Фиг.6 показывает пример отображения согласно варианту осуществления изобретения.

Фиг.7 показывает пример отображения согласно варианту осуществления изобретения.

Фиг.8 и 9 показывают блок-схемы последовательности этапов способа по изобретению.

Фиг.10 и 11 показывают моделирование варианта осуществления изобретения.

ОСУЩЕСТВЛЕНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ

Изобретение, например, может использоваться в основанной на многопользовательском OFDM системе передачи для высокоскоростного совместно используемого канала нисходящей линии связи в сотовых системах, а также других системах с многими несущими.

В некоторых системах беспроводной связи, таких как LTE, опорный сигнал определяет так называемый антенный порт в соте. Многочисленные ортогональные антенные порты могут использоваться в соте, и они подвергаются передаче на многочисленных физических передающих антеннах.

В последующем обсуждении, рассмотрим один (1) антенный порт, который должен использоваться для целей определения положения. Однако изобретение не ограничено этим и могло бы быть распространено специалистом на многочисленные антенные порты для определения положения.

Согласно изобретению, при формировании PRS, определяется частотно-временная схема RE, которая должна использоваться для передачи PRS. Частотно-временная схема нормально занимает некоторое количество символов OFDM. В пределах каждого одного из этих символов OFDM, RE частотно-временной схемы, находящимся в таком символе OFDM, назначается значение, которое соответствует элементу в последовательности модуляции. Последовательность модуляции, согласно изобретению, имеет такую же длину, то есть такое же количество элементов, как количество RE, принадлежащих частотно-временной схеме в пределах такого символа OFDM. Эти значения, назначаемые RE, используемым для PRS в таком символе OFDM, в таком случае, должны использоваться для модуляции поднесущих OFDM, соответствующих таким RE.

Таким образом, согласно изобретению, при формировании PRS, последовательность модуляции применяется к RE, используемым для PRS. Одинаковые или разные последовательности модуляции могут использоваться в разных PRS, в дополнение к одинаковым или разным частотно-временным схемам, для формирования PRS с низкими PAPR и хорошими свойствами автокорреляции и взаимной корреляции. Далее более подробно описано, как формировать последовательности модуляции, и каким образом применять их к символам OFDM, используемым для PRS.

Проблемы, связанные с отношением пиковой мощности к средней мощности (PAPR) сигналов OFDM, хорошо знакомы специалисту. Большое отношение подразумевает, что усилитель мощности, передающий сигнал, должен снизить мощность, чтобы предотвратить нелинейное искажение передаваемого сигнала. Это будет приводить к более низкой располагаемой выходной мощности передачи, приводящей к уменьшенному сигнальному покрытию. Для целей определения положения, это означает, что слышимость, то есть количество сот, которое принимающий узел, например, UE, может обнаруживать, будет сокращено. Оно также будет ограничивать способность для передатчика использовать подъем мощности на PRS.

Если PRS оставлены немодулированными, результатом могла бы стать нежелательная синфазность поднесущих в некоторые моменты, что создает неблагоприятно большую динамику мощности сигнала. Поэтому, согласно изобретению, PRS должен включать в себя модуляцию, выполняемую посредством использования последовательности модуляции, при этом модуляция нацелена на минимизацию отношения пиковой мощности к средней мощности.

Существуют различные типы последовательностей, которые имеют хорошие динамические свойства, когда используются в качестве такой последовательности модуляции. Например, в LTE широко используются последовательности Задова-Чу. Такая последовательность может быть определена как:

(уравнение 2)

где индекс u должен быть взаимно простым по отношению к длине последовательности M. Из уравнения 2 могут быть сформированы многочисленные последовательности посредством использования разных индексов u, которые упоминаются как разные корневые последовательности.

Последовательность согласно уравнению 2, которая определена в частотной области, имеет единичную амплитуду, а отсюда отношение пиковой мощности к средней мощности 0 дБ. Однако, что касается OFDM, последовательность должна модулировать набор поднесущих, и PAPR должна исследоваться во временной области. При исключении поднесущей постоянного тока (DC) и отображении в набор непоследовательных поднесущих, дискретное преобразование Фурье (DFT) последовательности обычно не становится последовательностью Задова-Чу. Однако получающийся в результате сигнал по-прежнему типично демонстрирует хорошую динамику сигнала. Поэтому, согласно варианту осуществления изобретения, PAPR уменьшается за счет назначения/отображения последовательностей Задова-Чу на набор RE для передачи PRS.

Последовательности Задова-Чу имеют благоприятные свойства корреляции. К тому же, последовательности Задова-Чу могут подвергаться манипуляции, например, по средством фазовой модуляции, так что формируется ортогональный набор последовательностей, где результирующие сигналы имеют низкое PAPR. Это используется в варианте осуществления изобретения. Постоянная амплитуда этих последовательностей также является полезной для целей оценки канала.

Согласно другим вариантам осуществления изобретения, также другие типы последовательности, известные как имеющие хорошие свойства отношения пиковой мощности к средней мощности, используются в качестве последовательностей модуляции. Согласно различным вариантам осуществления, комплементарные последовательности Голея, m-последовательности и последовательности QPSK, соответственно, используются для модуляции.

Используемые последовательности модуляции определены в частотной области и используются для модуляции поднесущих, которые используются для передачи PRS. Согласно изобретению, если количество RE, используемых для передачи PRS в пределах символа OFDM, имеет значение L, длина последовательности модуляции также должна быть L. В результате, благоприятные свойства выбранной последовательности модуляции, например, свойства PAPR последовательности Задова-Чу, сохраняются в сформированных PRS. Таким образом, в соответствии с изобретением, не расширяя последовательность модуляции на более чем один символ OFDM, сформированные PRS также будут получать полезные свойства выбранных последовательностей модуляции.

Согласно варианту осуществления изобретения, для достижения того, что количество RE, используемых для передачи PRS в пределах символа OFDM, равно длине последовательности модуляции, длина последовательности модуляции должна быть адаптирована к такому количеству RE.

Например, для случая последовательностей модуляции Задова-Чу, это могло бы достигаться выбором длины M последовательности в уравнении 2 так, что она равна количеству RE, используемых для передачи PRS в пределах символа OFDM, L, то есть M=L.

К тому же, длина M последовательности в уравнении 2 может выбираться, чтобы быть меньшей, чем количество RE, используемых для передачи PRS в пределах символа OFDM, L, то есть M<L, и тогда последовательность модуляции может (циклически) расширяться от M до L элементов.

К тому же, длина M последовательности в уравнении 2 может быть выбрана большей, чем количество RE, используемых для передачи PRS в пределах символа OFDM, L, то есть M>L, а затем последовательность модуляции может быть укорочена от M до L элементов.

Как ясно специалисту, соответствующие принципы адаптации длины также могут быть применены к любому другому типу последовательности модуляции длиной M.

Дополнительно, для формирования PRS, могут потребоваться многочисленные последовательности модуляции. Согласно варианту осуществления изобретения, это достигается, начиная с базовой последовательности модуляции, а затем эта базовая последовательность модуляции изменятся посредством конкретной манипуляции, в силу чего, последовательность модуляции, которая должна использоваться для модуляции PRS, является результатом манипуляции. Таким образом, из каждой из по меньшей мере одной базовых последовательностей модуляции длиной L может быть сформировано некоторое количество разных последовательностей модуляции, как будет описано ниже.

Согласно варианту осуществления изобретения, манипуляция базовой последовательности модуляции влечет за собой выполнение циклических сдвигов базовой последовательности модуляции, так что каждый сдвиг формирует одну уникальную последовательность модуляции. То есть, например, для базовой последовательности Z[k] модуляции, где k = 0, 1,..., L-1, циклический сдвиг в m шагов применяется для формирования новой последовательности модуляции согласно

(уравнение 3)

Вследствие свойства N-точечного ДПФ, циклический сдвиг m поднесущих в частотной области дает в результате линейную фазовую модуляцию во временной области согласно

(уравнение 4)

где X[k] - символ модуляции частоты, k = 0, 1,..., N-1, а x[n] - отсчет дискретизации сигнала в момент времени n = 0, 1,..., N-1. Поэтому циклический сдвиг базовой последовательности модуляции в частотной области может быть равным образом реализован посредством фазовой модуляции (фазового сдвига) базовой последовательности модуляции во временной области. Фазовый сдвиг в правой части уравнения 4 обозначается линейным, поскольку экспонента является линейной функцией n.

Фазовый сдвиг (фазовая модуляция) в уравнении 4 не будет изменять пиковую мощность сигнала или среднюю мощность сигнала. Отсюда, если циклический сдвиг выполняется над всеми N поднесущими ДПФ, как определяет уравнение 4, то отношение пиковой мощности к средней мощности не меняется этой манипуляцией. Поэтому полезные свойства PAPR базовой последовательности модуляции сохраняются в последовательности модуляции, которая будет использоваться для модуляции PRS.

Дополнительно, PRS передается на наборе RE, которые соответственно представлены частотно-временными индексами, и каждый RE должен отображаться в радиочастотную (RF) область и передаваться на поднесущей. Один RE соответствует одной поднесущей OFDM во время одного интервала символа OFDM. Например, в стандарте LTE [раздел 6.12, 5], сигнал базовой полосы OFDM отображается симметрично вокруг немодулированной несущей постоянного тока.

Фиг.4 иллюстрирует используемый принцип для отображения набора значений {a0, a1,..., aV-1} (V - четное число) элементов ресурсов в частоты поднесущих в символе OFDM. Формирование базовой полосы сигнала OFDM типично выполняется посредством ДПФ.

Фиг.5 показывает отношение к дискретной области в предположении использования N-точечного ДПФ, при этом, точки обозначают немодулированные частоты. Если последовательность модуляции отображается в дискретные частоты согласно фиг.5, из-за немодулированных частот в середине, последовательность модуляции не может циклически сдвигаться по модулю N, и свойство по уравнению 4 уже не может поддерживаться. То есть сигнал временной области не модулируется линейным фазовым членом, и отношение пиковой мощности к средней мощности может изменяться.

Однако согласно варианту осуществления изобретения, манипуляция по меньшей мере одной базовой последовательности модуляции включает в себя выполнение первого и второго циклического сдвига над первой и второй базовой последовательностью модуляции одинаковой длины с последующей конкатенацией эти базовых манипулированных последовательностей модуляции.

Согласно варианту осуществления, первый и второй циклический сдвиги отличны друг от дуга.

Таким образом, посредством использования двух базовых последовательностей модуляции длиной L/2 и выполнения циклических сдвигов по отдельности над этими двумя последовательностями, может формироваться сигнал с низким PAPR.

Согласно варианту осуществления, первая и вторая базовые последовательности модуляции получаются из разных корневых последовательностей модуляции, где корневая последовательность является уникальной последовательностью, не являющейся результатом манипуляции другой последовательности. Например, две корневых последовательности могут быть получены из уравнения 2 по разным индексам u.

Отсюда, согласно варианту осуществления изобретения, циклические сдвиги выполняются для двух базовых последовательностей и модуляции (u и v могут быть разными, из-за чего они становятся разными корневыми последовательностями), каждая имеет длину L/2, так что каждый сдвиг формирует одну уникальную последовательность согласно:

(уравнение 5)

Эта последовательность модуляции должна отображаться в N-точечном ДПФ, так что первые (или последние) L/2 элементов уравнения 5 отображаются на частоты 1,..., L/2 или N-L/2,..., N-1.

Согласно варианту осуществления изобретения, разные циклические сдвиги одной базовой последовательности модуляции используются в разных символах OFDM, используемых для передачи PRS.

Согласно еще одному варианту осуществления, разные PRS используют разные наборы циклических сдвигов.

Дополнительно, согласно варианту осуществления изобретения, разные фазовые модуляции (фазовые сдвиги) выполняются над базовой последовательностью или последовательностями модуляции, так что каждая фазовая модуляция формирует одну уникальную последовательность модуляции. Вследствие свойства N-точечного ДПФ, линейный фазовый сдвиг в частотной области дает в результате циклический сдвиг во временной области согласно:

(уравнение 6)

где X[k] - символ модуляции частоты, k = 0, 1,..., N-1, а x[n] - отсчет дискретизации сигнала в момент n = 0,1,..., N-1 времени.

Этот вариант осуществления поэтому может быть равным образом реализован циклическим сдвигом во временной области.

Согласно еще одному варианту осуществления изобретения, эти фазовые модуляции базовой последовательности модуляции не используют линейную фазовую модуляцию, показанную в уравнении 6, а вместо этого используют в принципе любой обычный способ фазовой модуляции, линейный или нелинейный.

Циклически