Способ пеленгации радиосигналов и пеленгатор для его осуществления

Способ пеленгации радиосигналов и пеленгатор для его осуществления

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Заявляемые изобретения объединены одним изобретательским замыслом, относятся к радиотехнике и могут быть использованы в навигационных, локационных и пеленгационных средствах для определения пеленга на источник априорно неизвестного сигнала.

Известен способ пеленгации радиосигналов (см. Пат. РФ №2263327, МПК G01S 3/14, опубл. 27.10.2005 г., бюл. №30). Он включает прием радиосигналов антенной решеткой, состоящей из N идентичных ненаправленных антенных элементов, расположенных в плоскости пеленгования с согласованным с местными условиями вариантом их размещения на местности, N>2. Измерение в каждом частотном поддиапазоне на совпадающих интервалах времени комплексных спектров пар сигналов для каждой пары антенных элементов, характеризующих фазы каждого радиосигнала, принимаемого в соответствующем частотном поддиапазоне одним из антенных элементов пары, выбранным в качестве сигнального относительно фазы радиосигнала, принимаемого в том же частотном поддиапазоне другим из антенных элементов пары, выбранным в качестве опорного. Определение свертки комплексно сопряженных спектров для каждого частотного поддиапазона. Путем преобразования Фурье определяют разности фаз радиосигналов каждой пары антенных элементов и каждого частотного поддиапазона. Запоминают полученные разности фаз радиосигналов, формируют и запоминают эталонный набор разностей фаз сигналов исходя из пространственного размещения антенных элементов антенной решетки, используемого частотного диапазона и заданной точности измерений. Вычитают из эталонных разностей фаз сигналов соответствующие измеренные значения разностей фаз. Полученные значения невязок возводят в квадрат и суммируют по всем парам антенных элементов и всем частотным поддиапазонам. Запоминают полученные суммы, находящиеся в однозначном соответствии с направлениями прихода радиосигналов. Определяют наиболее вероятное направление прихода радиосигналов по наименьшей сумме квадратов невязок.

Способ-аналог позволяет повысить точность пеленгования радиосигналов за счет более полного использования информации об электромагнитном поле.

В качестве основного недостатка аналога следует отметить его низкое быстродействие, связанное со значительными временными затратами на поиск минимальной суммы.

Наиболее близким по технической сущности к предлагаемому способу является способ пеленгации радиосигналов по Пат. РФ №2341811, МПК G01S 3/14. Способ пеленгации радиосигналов и пеленгатор для его осуществления. Опубл. 20.12.2008 г., бюл. №35. Он включает прием радиосигналов в соответствующем поддиапазоне частот Δf_ν, Δf_ν∈ΔF, ν=1,2,…,V, V=ΔF/Δf, антенной решеткой, состоящей из N идентичных ненаправленных антенных элементов, где N>2, расположенных в плоскости пеленгования и согласованным с местными условиями вариантом размещения, последовательное синхронное преобразование высокочастотных сигналов каждой пары антенных элементов антенной решетки в электрические сигналы промежуточной частоты, дискретизацию их и квантование, формирование из них четырех последовательностей отсчетов путем разделения на квадратурные составляющие, запоминание в каждой последовательности заданного числа В отсчетов квадратурных составляющих сигналов, коррекцию запомненных отсчетов последовательностей квадратурных составляющих путем последовательного умножения каждого из них на соответствующий отсчет заданного временного окна, формирование из скорректированных последовательностей квадратурных составляющих отсчетов сигналов двух комплексных последовательностей отсчетов сигналов, элементы которых определяют путем попарного объединения соответствующих отсчетов скорректированных последовательностей квадратурных составляющих сигналов антенных элементов, преобразование обеих комплексных последовательностей отсчетов сигналов с помощью дискретного преобразования Фурье, попарное перемножение отсчетов сигнала преобразованной последовательности одного антенного элемента A_l на соответствующие комплексно сопряженные отсчеты сигнала преобразованной последовательности на той же частоте другого антенного элемента A_h, l,h=1,2,…,M; l≠h, расчет для текущей пары антенных элементов разности фаз сигналов Δφ_l,h(f_ν)=arctg(U_c(f_ν)/U_s(f_ν)) и взаимной мощности сигналов P_l,h(f_ν)=|U_c(f_ν)·U_s(f_ν)| для каждого частотного поддиапазона, запоминание полученных результатов Δφ_l,h(f_ν) Δφ_l,h(f_ν), и P_l,h(f_ν), формирование и запоминание эталонного набора разностей фаз сигналов исходя из пространственного размещения антенных элементов антенной решетки, используемого частотного диапазона и заданной точности измерений, вычитание из эталонной разности фаз сигналов соответствующих значений измеренных разностей фаз, возведение в квадрат полученных значений невязок и их суммирование по всем парам антенных элементов и всем частотным поддиапазонам, запоминание полученных сумм, находящихся в однозначном соответствии с направлениями прихода радиосигналов, определение наиболее вероятного направления прихода радиосигналов в горизонтальной и вертикальной плоскостях по наименьшей сумме квадратов невязок, одновременное определение суммарной мощности сигналов Р(f_ν) путем суммирования взаимных мощностей по всем парам антенных элементов для каждого частотного поддиапазона Δf_v, запоминание значений суммарной мощности сигнала, вычисление среднего значения мощности сигнала в каждом частотном поддиапазоне по формуле где η - количество используемых в обработке пар, определение частотных поддиапазонов Δf^' _ν, в которых значение средней мощности сигнала превышает заданный порог Р_пор, запоминание значений пеленгов, соответствующих поддиапазонам Δf^' _ν, определение ширины спектров сигналов Δf_ci, по количеству m, m=1,2,…,M, прилегающих пеленгов θ_j одного наименования по формуле Δf_ci=Δf·m, определение средней частоты сигнала для всех обнаруженных излучений по формуле , где - верхняя частота спектра i-го сигнала, совместное запоминание средних частот и соответствующих им полос частот Δf_ci, последовательное во всем диапазоне ΔF выделение полос частот Δf_ci с подавлением мешающих сигналов и уточнение наиболее вероятного направления прихода радиосигналов в горизонтальной и вертикальной плоскостях.

Способ-прототип по сравнению с аналогом обеспечивает повышение точности пеленгации радиосигналов в сложной сигнально-помеховой обстановке, когда спектры сигналов от различных источников граничат в частотной области или частично перекрываются.

Однако способу-прототипу присущ существенный недостаток - значительное время обработки сигналов, что ограничивает область его применения. Данный недостаток способа обусловлен двухканальностью выполнения операций измерения разности фаз Δφ_l,h(f_ν) для используемых пар антенных элементов антенной решетки (последовательное выполнение операций измерения Δφ_l,h(f_ν)), а также применением метода случайного поиска глобального экстремума (минимальной суммы квадратов невязки).

Наиболее близким по технической сущности к предлагаемому устройству является пеленгатор по Пат. РФ №2341811, МПК G01S 3/14. Способ пеленгации радиосигналов и пеленгатор для его осуществления. Опубл. 20.12.2008 г., бюл. №35. Устройство-прототип содержит антенную решетку, выполненную из N>2 идентичных ненаправленных антенных элементов, расположенных в плоскости пеленгования и согласованным с местными условиями вариантом размещения, антенный коммутатор, N входов которого подключены к соответствующим N выходом антенной решетки, а сигнальный и опорный выходы коммутатора подключены соответственно к сигнальному и опорному входам двухканального приемника, выполненного по схеме с общими гетеродинами, аналого-цифровой преобразователь, выполненный двухканальным соответственно с сигнальным и опорным каналами, причем сигнальный и опорный выходы промежуточной частоты двухканального приемника соединены соответственно с сигнальным и опорными входами аналого-цифрового преобразователя, блок преобразования Фурье, выполненный двухканальным соответственно с сигнальным и опорным каналами, первое и второе запоминающие устройства, блок вычитания, блок формирования эталонных значений разностей фаз, блок вычисления первичных пространственно-информационных параметров, первый информационный вход которого соединен с сигнальным выходом блока преобразования Фурье, а второй вход - с опорным выходом блока преобразования Фурье, первая группа информационных выходов блока вычисления первичных пространственно информационных параметров соединена с группой информационных входов второго запоминающего устройства, группа информационных выходов которого соединена с группой входов вычитаемого блока вычитания, группа входов уменьшаемого которого соединена с информационными выходами первого запоминающего устройства, информационные входы которого соединены с информационными выходами блока формирования эталонных значений разностей фаз, группа информационных входов которого является первой установочной шиной пеленгатора, последовательно соединенные умножитель, первый сумматор, третье запоминающее устройство, блок определения азимут и угла места, причем первая и вторая группы информационных входов умножителя объединены и соединены с группой информационных выходов блока вычитания, генератор синхроимпульсов, выход которого соединен с управляющим входом антенного коммутатора, входами синхронизации аналого-цифрового преобразователя, блока преобразования Фурье, первого, второго и третьего запоминающих устройств, блока вычитания, умножителя, первого сумматора, блока определения азимута и угла места, блока формирования эталонных значений разностей фаз и блока вычисления первичных пространственно-информационных параметров, четвертое, пятое и шестое запоминающие устройства, блок элементов "И", первый, второй и третий счетчики импульсов, второй сумматор, делитель, первый и второй блоки сравнения, блок определения средней частоты сигнала и цифровой полосовой фильтр, выполненный двухканальным, причем первый и второй сигнальные входы цифрового полосового фильтра соединены с выходами сигнального и опорного каналов аналого-цифрового преобразователя соответственно, а первый и второй сигнальные выходы соединены соответственно с сигнальным и опорным входами блока преобразования Фурье, последовательно соединенные первый счетчик, пятое запоминающее устройство, второй сумматор, делитель, шестое запоминающее устройство и первый блок сравнения, причем счетный вход первого счетчика импульсов объединен с входами синхронизации пятого запоминающего устройства, второго сумматора, цифрового полосового фильтра и выходом генератора синхроимпульсов, а выход обнуления первого счетчика импульсов соединен со входами управления второго сумматора и делителя, входами синхронизации шестого запоминающего устройства и первого блока сравнения, и счетным входом второго счетчика импульсов, группа информационных выходов которого соединены с первой группой информационных входов блока определения средней частоты сигнала и с соответствующими вторыми входами блока элементов "И", первые входы которого объединены и соединены с выходом первого блока сравнения, а выходы блока элементов "И" соединены с группой адресных входов четвертого запоминающего устройства, первая и вторая группы информационных входов которого соединены с первой и второй группами информационных выходов блока определения азимута и угла места, а первая и вторая группы информационных выходов четвертого запоминающего устройства являются соответственно первой и второй выходными шинами пеленгатора, вторая установочная шина которого соединена со второй группой информационных входов первого блока сравнения, группа информационных входов второго блока сравнения объединена со второй входной шиной пеленгатора, первый выход второго блока сравнения соединен со счетным входом третьего счетчика импульсов, а второй выход - со входом обнуления третьего счетчика импульсов, группа информационных выходов которого соединена со второй группой информационных входов блока определения средней частоты сигнала, группа информационных выходов которого соединена с группами входов управления цифрового полосового фильтра и двухканального приемника.

Целью заявляемых технических решений является существенное сокращение временных затрат на оценивание пространственных параметров сигналов источников радиоизлучений при сохранении или незначительном увеличении ошибки измерений.

Поставленная цель достигается тем, что в известном способе пеленгации радиосигналов, включающем прием радиосигналов в соответствующем поддиапазоне частот Δf_ν, Δf_ν∈ΔF, ν=1,2,…,F, V=ΔF/Δf, антенной решеткой, состоящей из N идентичных ненаправленных антенных элементов, где N>2, расположенных в плоскости пеленгования и согласованным с местными условиями вариантом размещения, последовательное синхронное преобразование высокочастотных сигналов каждой пары антенных элементов антенной решетки в электрические сигналы промежуточной частоты, дискретизацию их и квантование, формирование из них четырех последовательностей отсчетов путем разделения на квадратурные составляющие, запоминание в каждой последовательности заданного числа В отсчетов квадратурных составляющих сигналов, коррекцию запомненных отсчетов последовательностей квадратурных составляющих путем последовательного умножения каждого из них на соответствующий отсчет заданного временного окна, формирование из скорректированных последовательностей квадратурных составляющих отсчетов сигналов двух комплексных последовательностей отсчетов сигналов, элементы которых определяют путем попарного объединения соответствующих отсчетов скорректированных последовательностей квадратурных составляющих сигналов антенных элементов, преобразование обеих комплексных последовательностей отсчетов сигналов с помощью дискретного преобразования Фурье, попарное перемножение отсчетов сигнала преобразованной последовательности одного антенного элемента на соответствующие комплексно сопряженные отсчеты сигнала преобразованной последовательности на той же частоте другого антенного элемента A_l,h, l,h=1,2,…,M; l≠h, расчет для текущей пары антенных элементов разности фаз сигналов φ_l,h,изм(f_ν)=arctg(U_c(f_ν)/U_s(f_ν)) для каждого частотного поддиапазона, запоминание полученных результатов Δφ_l,h,изм(f_ν), формирование и запоминание эталонного набора разностей фаз сигналов исходя из пространственного размещения антенных элементов антенной решетки, используемого частотного диапазона и заданной точности измерений, вычитание из эталонной разности фаз сигналов соответствующих значений измеренных разностей фаз, возведение в квадрат полученных значений невязок и их суммирование по всем парам антенных элементов и всем частотным поддиапазонам, запоминание полученных сумм H(f_ν), находящихся в однозначном соответствии с направлениями прихода радиосигналов, определение наиболее вероятного направления прихода радиосигналов.

Осуществляют последовательное синхронное преобразование высокочастотных сигналов одновременно всех N антенных элементов (АЭ) антенной решетки (АР) в электрические сигналы промежуточной частоты, одновременную дискретизацию их и квантование. Формируют из них 2N последовательностей отсчетов путем разделения на квадратурные составляющие с последующим их преобразованием в скорректированные последовательности квадратурных составляющих сигнала. Одновременно из всех скорректированных последовательностей квадратурных составляющих сигналов формируют N комплексных последовательностей сигналов с последующим преобразование их с помощью дискретного преобразования Фурье. Далее одновременно попарно для соответствующих частот выполняют комплексно сопряженное перемножение отсчетов сигнала преобразованных последовательностей используемых в обработке пар антенных элементов A_j,h. После этого одновременно для всех N·[N-1)/2 пар антенных элементов рассчитывают разности фаз сигналов для каждого частотного поддиапазона с последующим их запоминанием и формированием массива невязок. Здесь N·(N-1)/2 - количество неповторяющихся пар антенных элементов антенной решетки, используемых в обработке. Для каждой пары антенных элементов на основе измеренных значений Δφ_l,h,изм(f_ν) формируют конечное семейство пространственных описаний конусов возможных направлений на источник и далее набора взаимно непересекающихся окружностей направлений, полученных в результате пересечения семейством конусов направлений удаленной сферы. Запоминают точки пересечения окружностей направлений от разных пар антенных элементов, определяют значения сумм квадратов невязок Н(f_ν) для точек пересечения окружностей направлений. Определяют минимальное minH(f_ν) из выбранных значений функции H(F_ν). Далее выполняют локальную оптимизацию minH(f_ν) путем сравнения с ближайшими к нему значениями сумм квадратов невязок. Определяют наиболее вероятное направление прихода радиосигнала по наименьшей сумме квадратов невязок.

Благодаря новой совокупности существенных признаков (одновременной оценке ППИП сигналов, принимаемых всеми N антенными элементами и оптимизации алгоритма поиска глобального экстремума) достигается существенное уменьшение временных затрат на определение пространственных параметров сигналов, что и обусловило положительный эффект.

В заявляемом пеленгаторе поставленная цель достигается тем, что пеленгатор, содержащий антенную решетку, выполненную из N>2 идентичных ненаправленных антенных элементов, расположенных в плоскости пеленгования с согласованными с местными условиями вариантом размещения, генератор синхроимпульсов, первое запоминающее устройство и блок формирования эталонных значений разности фаз (ФЭЗРФ), группа информационных входов которого является первой установочной шиной пеленгатора, последовательно соединенные радиоприемное устройство, аналого-цифровой преобразователь, блок преобразования Фурье, блок вычисления первичных пространственно-информационных параметров (ППИП), второе запоминающее устройство, блок вычитания, умножитель, сумматор и третье запоминающее устройство, причем группа входов уменьшаемого блока вычитания соединена с группой информационных выходов первого запоминающего устройства, группа информационных входов которого соединена с группой информационных выходов блока ФЭЗРФ, а выход генератора синхроимпульсов соединен со входами синхронизации аналого-цифрового преобразователя, блока преобразования Фурье, блока вычисления ППИП, первого, второго и третьего запоминающих устройств, блока ФЭЗРФ, блока вычитания, умножителя и сумматора, дополнительно введены последовательно соединенные блок формирования пространственного описания конусов и окружностей направлений, блок определения точек пересечения окружностей направлений и блок поиска глобального экстремума, причем N групп информационных входов блока формирования пространственного описания конусов и окружностей направлений соединены с соответствующими N группами информационных выходов блока вычисления ППИП, N·(N-1)/2+1-я группа информационных входов соединена со второй группой информационных выходов радиоприемного устройства, а N·(N-1)/2+2-я группа информационных входов является второй установочной шиной пеленгатора, вторая группа информационных входов блока определения точек пересечения окружностей направлений является третьей установочной шиной пеленгатора, вторая группа информационных входов блока поиска глобального экстремума соединена с группой информационных выходов третьего запоминающего устройства, а первая группа информационных входов объединена с группой адресных входов третьего запоминающего устройства, группа информационных выходов блока поиска глобального экстремума является выходной шиной пеленгатора, входы синхронизации блока формирования пространственного описания конусов и окружностей направлений, блока определения точек пересечения окружностей направлений и блока поиска глобального экстремума соединены с выходом генератора синхроимпульсов, а радиоприемное устройство, аналого-цифровой преобразователь и блок преобразования Фурье выполнены N-канальными, а блок вычисления ППИП, блок вычитания, умножитель и сумматор N·(N-1)/2 - канальными, группа из N информационных входов радиоприемного устройства соединена с соответствующими выходами N антенных элементов антенной решетки.

Заявляемые способ и устройство поясняются чертежами, на которых:

на фиг.1 представлена структурная схема пеленгатора;

на фиг.2 иллюстрируется сечение двухполосного гиперболоида вращения плоскостью;

на фиг.3 приведены конусы возможных направлений;

на фиг.4 показан алгоритм определения пространственных параметров на основе метода пересечения окружностей направлений при использовании двух пар антенных элементов;

на фиг.5 представлена структурная схема блока формирования конусов и окружностей направлений;

на фиг.6 приведена структурная схема блока определения количества конусов и окружностей направлений;

на фиг.7 иллюстрируется структурная схема блока определения точек пересечения окружностей;

на фиг.8а приведены точки пересечения окружностей направлений (звездочки), совмещеные с графиком функции корреляции для выбранных пар АЭ;

на фиг.8б показаны используемые при анализе пары АЭ.

Современный уровень развития радиосвязи характеризуется широким использованием помехозащищенных видов передач: широкополосных, с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты (ППРЧ) и др., сложных видов модуляции сигналов и их различных комбинаций. Большинству из названных систем присуще кратковременное пребывание излучений на частотной позиции (от сотен миллисекунд до десятков микросекунд). В этих условиях в качестве одной из важнейших характеристик радиопеленгаторов выступает их быстродействие (минимальные временные затраты на измерение пространственных параметров ПРИ). В известных аналогах (см. Пат. РФ №№ 2263327, 2283505, 2296341, 2327186 и др.) и прототипе (Пат. РФ №2341811) задача определения направления на источник радиоизлучения решается путем измерения разности фаз Δφ_l,h,изм(f_ν) принимаемых сигналов в пространственно разнесенных антенных элементах антенной решетки на основе алгоритма фазового интерферометра (см. Torrieri D.J. Principles of military communications system. Dedham. Massachusetts. Artech House, inc., 1981.-298p). Из совокупности значений измеренных параметров, взаимных удалений антенных элементов и номинала частоты радиоизлучения формируется некоторая параметрическая решающая функция, аргументом которой является орт направления на источник. Наиболее вероятное направление на ИРИ определяется ортом, при котором данная функция принимает экстремальное (минимальное) значение. Поиск глобального минимума данного вида не имеет аналитического решения и осуществляется численными методами. Наиболее точное решение может быть получено при полном переборе бесконечной области допустимых значений направлений на источник.

Применяемый в прототипе и аналоге метод случайного поиска (см. Бойко И.В., Бублик Б.Н., Зинько П.Н. Методы и алгоритмы решения задач оптимизации. - Киев: Вища шк., 1983. - 512 с.) дает удовлетворительные результаты по точности решения, однако объем выполняемых при этом вычислений настолько велик, что по временным затратам соизмерим с длительностью современных видов передач.

В предлагаемых способе и устройстве решение поставленной задачи осуществляется по двум направлениям:

обеспечением многоканальности при измерении фазовых параметров Δφ_l,h,изм(f_ν) оцениваемых сигналов ИРИ;

оптимизацией процедуры поиска точек экстремумов многопараметрической функции Р(f_ν).

Реализация заявляемого способа поясняется следующим образом. На подготовительном этапе выполняются следующие операции.

Весь заданный диапазон частот ΔF делят на поддиапазоны, размеры которых f определяются минимальной шириной пропускания приемных трактов пеленгатора. Поддиапазоны, количество которых V=ΔF/Δf нумеруют ν=1,2,…,V. Рассчитывают средние частоты всех поддиапазонов по формуле f_ν=Δf(2ν-1)/2.

На следующем этапе рассчитывают эталонные значения первичных пространственно-информационных параметров (ППИП) для средних частот всех поддиапазонов f_ν. В качестве первичных пространственно-информационных параметров используют значения разностей фаз сигналов Δφ_l,h(f_ν) для всех возможных парных комбинаций антенных элементов в рамках антенной решетки.

Вводят топологию антенной системы (АС) пеленгатора. Данные по топологии АС включают значения взаимных расстояний между антенными элементами решетки и ее ориентацию относительно направления на север. В качестве последнего возможно использование вектора, проходящего от второго АЭ в направлении первого АЭ (при кольцевой структуре антенной решетки).

В процессе расчета эталонных первичных пространственно-информационных параметров моделируют размещение эталонного источника поочередно вокруг антенной решетки пеленгатора с дискретностью Δθ_k и Δβ_c на удалении нескольких длин волн. При этом полагается, что фронт приходящей волны плоский. Для каждого углового параметра Δθ_k, k=1, 2, …, K и Δβ_c, с=1,2,…, С вычисляют значение разностей фаз Δφ_l,h,эm(f_ν) для всех возможных комбинаций пар антенных элементов решетки и всех частотных поддиапазонов V:

где

расстояние между плоскими фронтами волны в l-ном и h-ном антенных элементах, пришедших к решетке под углом Δθ_k в азимутальной и Δβ_c в вертикальной плоскостях, l≠h; x_l,y_l,,z_l и x_h,y_h,z_h - координаты l-го и h-го антенных элементов решетки, С' - скорость света. В случае использования антенной решетки с плоским (горизонтальным) размещением АЭ (z_l=z_h) последнее выражение примет вид:

Полученные в результате измерений эталонные значения ППИП Δφ_l,h,эm(f_ν) оформляются в виде эталонного массива данных.

При обнаружении сигнала в заданной полосе частот формируют массив измеренных ППИП Δφ_l,h,изм(f_ν), структура представления информации в которых аналогична. Для этого в пеленгаторе все измеренные значения Δφ_l,h,изм(f_ν) для всех сочетаний пар антенных элементов A_l,h для всех V частотных поддиапазонов оформляют в соответствующий массив ППИП.

Выполнение всех операций измерений в предлагаемом способе пеленгации осуществляется параллельно по N каналам, чем обеспечивается повышение быстродействия пеленгатора. Кроме того, одновременное измерение Δφ_l,h,изм(f_ν) позволяет повысить точность оценивания ППИП и как следствие, точность измерения θ и β. Аналогично способу-прототипу последовательно для всех направлений Δθ_k, k=1, 2,…, К; КΔθ_k=2π и всех углов места Δβ_c, с=1,2,…, С, СΔβ_c=π/2, вычисляют разность между эталонными Δφ_l,h,эm(f_ν) и измеренными Δφ_l,h,изм(f_ν) ППИП, которые возводятся в квадрат и суммируют в соответствии с выражением

Определение наиболее вероятного направления прихода радиосигнала в горизонтальной и угломестной плоскостях осуществляется путем поиска наименьшей суммы minH(f_ν) квадратов невязок среди H(f_ν) для все V частотных поддиапазонов. Объем проводимых при этом вычислений в прототипе настолько велик, что по временным затратам соизмерим с длительностью современных видов передач. В связи с этим для сокращения временных затрат предлагается использование упорядоченного перебора значений H(f_ν) на основе метода пересечения окружностей (см. Дронь В.О., Наумов А.С. Сокращение объема вычислений при случайном поиске в задачах пеленгования //Научно-технические ведомости СПбГТУ, №5(65), 2008. Информатика. Телекоммуникации. Управление. - Издательство Политехнического университета, Санкт-Петербург, 2008г.).

Рассмотрим пару антенных элементов A_l и A_h (см. фиг. 2), расстояние между которыми обозначим через d(l,h). Обозначим расстояние между источником излучения S и A_l через r_l, а от S до A_h через r_h. Известно, что геометрическое место точек таких, что модуль разности расстояний |Δr(l,r)|=|r_l-r_h| от них до элементов 4 и 4, представляет собой двухполосный гиперболоид вращения, фокусами которого являются точки размещения A_l и A_h на плоскости (см. Справочник по математике для инженеров и учащихся втузов. Бронштейн И.Н., Семендяев К.А. - М.: Наука. Главная редакция физико-математической литературы. 1981, стр. 247-251). Таким образом, если известна разность расстояний Δr(l,h), то источник S должен лежать на данном гиперболоиде.

На фиг. 2 приведено сечение данного гиперболоида плоскостью OXZ, представляющее собой гиперболу. Ее асимптотами являются прямые а и b, a углы между этими прямыми и прямой (A_l A_h) определяется из выражения

α=arccos (Δr(l,h)/d(l,h)).

При вращении асимптот гиперболы вокруг ее оси (прямой (A_l A_h)) образуется конус вращения, который является асимптотическим по отношению к гиперболоиду вращения. Поскольку расстояние до источника S много больше Δr(l,h), справедливо утверждение, что при известном значении Δr(l,h) источник S находится на построенном таким образом пространственным конусе. Лучи, исходящие из его вершины определяют все возможные направления на S.

Известно, что Δφ_l,h,изм(f_ν) определяется, как правило, с точностью до 2π (dφ(l,h)=Δφ_l,h,изм(f_ν)+2πk), в связи с чем возникает необходимость в нахождении Δr(l,h). Здесь dφ(l,h)=2π/λ_νΔr(k=l,h), λ_ν=1/f_ν. Исходя из того, что разность расстояний Δr(l,h) не может превышать по модулю расстояния между элементами AC d(1,h) (|Δr(l,h)|≤d(l,h)), вытекает следующее ограничение

Из рассмотрения (5) видно, что для каждой пары антенных элементов (A_l A_h) можно получить конечное семейство пространственного описания конусов возможных направлений на источник S. Примеры различных конусов на два источника S₁ и S₂ приведены на фиг. 3. Обозначим образующий угол k'-го конуса через ρ(l,h)_k' для пары АЭ l и h. Тогда ρ(l,h)_k определяется из выражения

Поскольку источник S удален от антенны на расстояние, которое много больше размеров АС, будем считать, что все конусы имеют общую вершину в точке О. Тогда все конусы задаются величиной µ(l,h) (это угол поворота оси симметрии конуса относительно оси ОХ), а образующие углы - ρ(l,h)_k' (см. фиг.3). Среди конусов для каждой пары АЭ (A_l A_h) есть только один истинный конус, на котором действительно расположен источник S.

Пусть источник S находится на значительном удалении R от антенны, то есть на сфере радиусом R. Пересечение семейства конусов с этой сферой дает набор пространственного описания взаимно не пересекающихся окружностей направлений. Среди последних лишь одна является истиной (на которой действительно располагается источник 5).

Если рассмотреть точки пересечения всех окружностей направлений из первого набора со всеми окружностями направлений из второго, то одна из них будет являться истинной при отсутствии ошибок измерений и вычислений. В этом случае достаточно было бы для каждой из точек пересечений выбрать соответствующие им суммы квадратов невязок H(f_ν) и определить среди них точку с минимальной величиной minH(f_ν).

Поскольку ошибки в исходных данных есть, значения H(f_ν) во всех точках будут больше теоретического минимума. Однако точка пересечения с минимальным значением _minH(f_v) с высокой вероятностью находится достаточно близко к истинной. Уменьшение влияния ошибок в исходных данных достигается увеличением количества используемых в обработке пар АЭ вплоть до всех возможных их сочетаний.

Дальнейшее повышение точности измерений пространственных параметров θ и β достигается благодаря выполнению локальной оптимизации значений minH(f_ν) путем сравнения minH(f_ν) с ближайшими к нему суммами квадратов невязки H(f_ν). За наиболее вероятное направление прихода радиосигнала принимают значения θ и β, соответствующие минимальной сумме квадратов невязки minH(f_ν)_onm.

На основе моделирования выполнен сравнительный анализ методов случайного поиска и поиска по пересечениям окружностей направлений. Во всех случаях моделировались комплексные напряжения для всех точек с шагом Δθ и Δβ в один градус (по азимуту от 30° до 150°, по углу места от -30° до 30°). При этом в результаты измерений фазы Δφ_l,h,изм(f_ν) вносились случайные ошибки с нулевым смещением и средним квадратическим отклонением 15°.

Для определения промаха между истинным направлением и полученным в результате работы конкретного алгоритма использовалась обычная евклидова норма d=||x||₂. Ситуация, когда d>2°, определялась как выброс. В качестве основного оцениваемого параметра использован процент выбросов и временные затраты на измерение пространственных параметров.

Длина волны радиосигнала λ_ν (порядка 30% и 15% от характерного размера АС) подбиралась таким образом, чтобы процент выбросов был порядка единиц. В табл. 1 приведены результаты моделирования.

Из рассмотрения табл. 1 видно, что предлагаемый способ пеленгации радиосигналов при тех же точностных характеристиках дает выигрыш по скорости работы в несколько раз. Использование многоканального измерителя ППИП Δφ_l,h,изм(f_ν) значительно увеличивает положительный эффект.

Результаты практических испытаний совпали с приведенными в табл. 1 характеристиками.

Количество используемых в обработке пар антенных элементов и их взаимное расположение определяет важнейшие характеристики алгоритма. Уменьшение количества используемых пар АЭ вместо всех возможных приводит к незначительному падению точности измерений θ и β при многократном выигрыше в скорости. Моделирование и практические испытания показали, что целесообразно выбирать пары АЭ, которые образуют между собой угол близкий к прямому.

Кроме того, выполненный анализ свидетельствует о том, что:

- чем больше расстояние между парой элементов, тем больше окружностей направлений для этой пары формируется, что увеличивает временные затраты алгоритма;

- с другой стороны, чем меньше база (расстояние между АЭ пары), тем больше вносимая ошибка измерений отражается на результате.

Поэтому при выборе используемых антенных пар требуется определить оптимальное расстояние между элементами пары при заданной длине волны λ_ν для устойчивой работы устройства, а также зная оптимальную базу, сформировать требуемые пары АЭ.

На фиг. 8а изображен график функции корреляции, спроецированной на плоскость антенной системы. Более темные участкам соответствуют большим значениям суммы квадратов невязки H(f_ν), более светлые - меньшим. В этот график добавлены точки пересечения окружностей направлений от двух пар антенных элементов, которые условно обозначены символами "звезда". На фиг. 86 приведена конфигурация АС и указаны выбранные пары АЭ (1-2) и (3-4). В данном случае выбор пар произве