Компактный у3ел возбуждения для создания круговой поляризации в антенне и способ получения такого компактного узла возбуждения

Компактный у3ел возбуждения для создания круговой поляризации в антенне и способ получения такого компактного узла возбуждения

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Настоящее изобретение касается компактного узла возбуждения для создания круговой поляризации в антенне, антенны, содержащей такой компактный узел возбуждения, и способа получения такого компактного узла возбуждения. В частности, оно применяется в области передающих и/или принимающих антенн и, в частности, для антенн, содержащих решетку элементарных излучающих элементов, связанных с устройством ортомодового преобразования, объединенным с ответвителем, таких, например, как многолучевые антенны.

Получение большого числа смежных лучей требует выполнения антенны, содержащей большое число элементарных излучающих элементов, расположенных в фокальной плоскости параболического отражателя, расстояние между которыми напрямую зависит от углового расстояния между лучами. В случае применения для многолучевой антенны объем, выделяемый для размещения радиочастотного системы RF, предназначенного для обеспечения функций передачи и приема в режиме круговой биполяризации, ограничен излучающей поверхностью излучающего элемента.

В наиболее распространенной конфигурации, при которой источник, образованный излучающим элементом, соединенным с радиочастотной системой, вырабатывает луч, называемый также «spot», при этом образованный луч, излучается, например, соответствующим рупором, образующим элементарный излучающий элемент, и для каждого луча радиочастотная система реализует функции передачи/приема в режиме монополяризации или биполяризации в частотной полосе, выбираемой в зависимости от потребностей пользователей и/или операторов. Как правило, радиочастотная система в основном содержит возбудитель и тракты волноводов, называемые также рекомбинационными контурами и позволяющие связывать радиочастотные компоненты. Для создания круговой поляризации, как известно, используют возбудитель, содержащий ортомодовый преобразователь, известный под аббревиатурой ОМТ (от английского OrthoMode Transducer), соединенный с элементарным излучающим элементом, например, типа рупора. ОМТ питает рупор (при передаче) или питается от рупора (при приеме) селективно либо в первом электромагнитном режиме, представляющим первую поляризацию, либо во втором электромагнитном режиме, представляющим вторую поляризацию, ортогональную к первой поляризации. Первая и вторая поляризации, которым соответствуют две составляющие электрических полей, являются линейными и называются соответственно горизонтальной поляризацией Н и вертикальной поляризацией V. Круговую поляризацию получают, соединяя ОМТ с ответвителем (на английском языке: branch line coupler), предназначенным для расположения составляющих Н и V электрических полей в фазовой квадратуре. Поиск компактного решения приводит к группировке радиочастотных компонентов и рекомбинационных контуров радиочастотной схемы в несколько уровней, размещенных друг под другом, как показано, например, на фиг.1а и 1b, описание которых следует ниже. Однако, чем больше число лучей, тем больше сложность, масса и стоимость радиочастотной системы. Для уменьшения массы и снижения стоимости радиочастотной системы необходимо менять ее электрическую архитектуру.

Настоящее изобретение призвано решить эту проблему и предложить новый узел возбуждения, работающий в режиме биполяризации, не требующий регулировок и позволяющий упростить и сделать более компактной радиочастотную систему, а также уменьшить ее массу и снизить ее стоимость.

В связи с этим объектом настоящего изобретения является компактный узел возбуждения для создания круговой поляризации в антенне, содержащий разделительный ортомодовый преобразователь и ответвитель, отличающийся тем, что ортомодовый преобразователь, называемый ОМТ, является асимметричным и содержит основной волновод квадратного или круглого сечения с продольной осью ZZ' и две ветви, соединенные с основным волноводом соответственно двумя параллельными соединительными щелями, при этом обе соединительные щели выполнены в двух ортогональных стенках волновода, при этом обе ветви ОМТ связаны соответственно с двумя волноводами неуравновешенного ответвителя, при этом ответвитель имеет два разных коэффициента деления, оптимизированных таким образом, чтобы компенсировать ортогональные паразитные составляющие электрического поля, возникающие из-за асимметрии ОМТ.

Предпочтительно сечение основного волновода ОМТ на выходе соединительных щелей меньше сечения основного волновода ОМТ на входе соединительных щелей, при этом разрыв сечения образует плоскость короткого замыкания.

Предпочтительно соединительные щели ОМТ, имеющие длину L1 и ширину L2, связаны с ответвителем при помощи двух шлейфовых фильтров, установленных на расстоянии D1 от соединительных щелей, при этом расстояние D1, длину L1 и ширину L2 выбирают таким образом, чтобы обеспечить ортогональность между паразитными составляющими электрического поля, возникающими из-за асимметрии ОМТ.

Предпочтительно коэффициенты деления ответвителя определяют при помощи трех следующих отношений:

- α²+β²=1,

- α.Ех-β.δу=вольт/метр,

- β.Еу+α.δх=вольт/метр.

Объектом настоящего изобретения является также антенна, отличающаяся тем, что содержит, по меньшей мере, один такой компактный узел возбуждения.

Наконец, объектом настоящего изобретения является также способ получения компактного узла возбуждения для создания круговой поляризации в антенне, отличающийся тем, что состоит в том, что асимметричный ортомодовый преобразователь с двумя ветвями соединяют с неуравновешенным ответвителем, имеющим два разных коэффициента деления, размеры ОМТ определяют таким образом, чтобы установить фазовую квадратуру между двумя паразитными составляющими электрического поля, возникающими из-за асимметрии ОМТ, и коэффициенты деления ответвителя оптимизируют, чтобы компенсировать две паразитные составляющие электрического поля.

Предпочтительно определение размеров ОМТ состоит в определении длины L1 соединительных щелей ОМТ, в определении расстояния D1, отделяющего соединительные щели от двух шлейфовых фильтров, расположенных между соединительными щелями и ответвителем, в расположении плоскости короткого замыкания в основном волноводе ОМТ на выходе соединительных щелей , при этом расстояние D1, длину L1 и ширину L2 выбирают таким образом, чтобы обеспечить ортогональность между паразитными составляющими электрического поля, возникающими из-за асимметрии ОМТ.

Предпочтительно коэффициенты деления ответвителя определяют при помощи трех следующих отношений:

- α²+β²=1,

- α.Ех-β.δу=вольт/метр,

- β.Еу+α.δх=вольт/метр.

Другие отличительные признаки и преимущества настоящего изобретения будут более очевидны из нижеследующего описания, представленного в качестве не ограничительного примера, со ссылками на прилагаемые схематичные чертежи, на которых:

Фиг.1 - схематичный вид сверху примера разделительного ОМТ из предшествующего уровня техники.

Фиг.1b - вид в перспективе примера радиочастотной системы RF, содержащей разделительный ОМТ, показанный на фиг.1а.

Фиг.2 - вид в разрезе примера упрощенной архитектуры радиочастотной системы RF, содержащей компактный узел возбуждения в соответствии с настоящим изобретением.

Фиг.3а и 3b - два вида, соответственно в перспективе и сверху, примера асимметричного разделительного ОМТ в соответствии с настоящим изобретением.

Фиг.4 - пример соединения между двумя портами, соединенным и изолированным, полученного при помощи асимметричного ОМТ перед оптимизацией формы ОМТ, в соответствии с настоящим изобретением.

Фиг.5 - пример дисперсии фазы между соединенным и изолированным портами ОМТ перед оптимизацией формы ОМТ, в соответствии с настоящим изобретением.

Фиг.6 - пример дисперсии фазы между соединенным и изолированным портами ОМТ перед оптимизацией параметров формы ОМТ, в соответствии с настоящим изобретением.

Фиг.7 - схематичный вид сверху ОМТ, показывающий паразитные составляющие поля после оптимизации параметров формы ОМТ, в соответствии с настоящим изобретением.

Фиг.8а и 8b - вид в перспективе и в продольном разрезе примера неуравновешенного ответвителя в соответствии с настоящим изобретением.

Фиг.9а и 9b - пример степени эллипсности, полученной путем объединения ОМТ с двумя ветвями и неуравновешенным ответвителем, для получения компактного узла возбуждения в соответствии с настоящим изобретением.

Ортомодовый преобразователь 5 с четырьмя ветвями, показанный на фиг.1а, содержит основной волновод 10 с продольной осью ZZ', например, квадратного или круглого сечения, содержащий первый конец, предназначенный для связи с не показанным на фигуре рупором, и второй выходной конец, при этом оба конца находятся в продольной оси корпуса основного волновода. Группа из четырех продольных или поперечных щелей 11, 12, 13, 14 параллельного соединения выполнена в стенке каждой из четырех боковых сторон основного волновода и расположена диаметрально противоположными парами. Размеры основного волновода 10 между рупором и соединительными щелями соответствуют распространению основных электромагнитных мод, связанных с составляющими поля H и V основного волновода, в частотных полосах передачи и приема. За пределами соединительных щелей сечение основного волновода уменьшается, что создает плоскость короткого замыкания для полосы низких частот. В этом случае на частоте отсечки волновод ведет себя как фильтр высоких частот, пропуская только полосу высоких частот. Составляющие поля Н и V, связанные с основными электромагнитными модами ТЕ01 и ТЕ10 волновода квадратного сечения или с модами ТЕ11Н и TE11V волновода круглого сечения, соединены в полосе низких частот, например в полосе передачи, при помощи четырех щелей 11, 12, 13, 14 параллельного соединения. Полоса высоких частот, например полоса приема, отсекается четырьмя шлейфовыми фильтрами 15, 16, 17, 18, соединенными с четырьмя щелями параллельного доступа, и распространяется в основном волноводе до его выходного конца. Узел ОМТ с фильтрами, называемый разделительным ОМТ, содержит, таким образом, шесть физических портов, и его работа совместима с применением для линейной поляризации или для круговой поляризации. Полосу низких частот можно, например, зарезервировать для передачи радиочастотных сигналов RF, а полосу высоких частот можно зарезервировать для приема сигналов RF. Как показано на фиг.1b, при передаче получение круговой поляризации обеспечивает ответвитель 19, уравновешенный на 3 дБ, который питает четыре соединительные щели 11, 12, 13, 14, попарно в фазовой квадратуре. Противоположные щели питаются по фазе через фазные рекомбинационные контуры 20. Различные компоненты узла возбуждения, образованного разделительным ОМТ и ответвителем, оптимизируют раздельно, и общая функция перехода вытекает из характеристик, присущих каждому компоненту. В месте соединительных щелей геометрия ОМТ 5 с четырьмя ветвями предполагает наличие плоскости симметрии для электрического поля, которое распространяется в ОМТ, что сводит к минимуму амплитуды пересекающихся составляющих электрического поля. Таким образом, чистота круговой поляризации не зависит от ОМТ 5, а только от ответвителя 19 и от рекомбинационных контуров 20, которые осуществляют разделение по мощности и фазовую квадратуру между соединительными щелями. Не показанный поляризатор с перегородкой соединен с выходным концом основного волновода ОМТ, при этом поляризатор с перегородкой обеспечивает получение круговой поляризации при приеме.

Радиочастотные компоненты и рекомбинационные контуры радиочастотной системы расположены друг под другом на нескольких уровнях, при этом на фиг.1b показаны два уровня 1, 2, но, как правило, реализуют три уровня, расположенные друг под другом. В этом случае интеграция компонентов является максимальной, и, чтобы еще уменьшить массу, объем и стоимость радиочастотной системы, необходимо изменить ее архитектуру.

На фиг.2 показан пример упрощенной архитектуры системы RF, содержащей компактный узел возбуждения в соответствии с настоящим изобретением. Система RF в основном содержит разделительный ортомодовый преобразователь 21 с двумя ветвями, показанный на фиг.3а и 3b, и неуравновешенный ответвитель 40. ОМТ 21 содержит основной волновод 22, например, квадратного или круглого сечения с продольной осью ZZ', содержащий два конца 23, 24, при этом первый конец 23, соединенный с круглым доступом 31, предназначен для связи с не показанным на фигуре рупором и содержит две соединительные щели 25, 26 параллельного доступа, выполненные в стенке основного волновода и выходящие в две соответствующие ветви ОМТ. Обе щели 25, 26 параллельного доступа выполнены в двух ортогональных боковых стенках основного волновода и, например, предпочтительно расположены на одинаковой высоте относительно двух концов 23, 24 основного волновода. Полосу низких частот можно, например, зарезервировать для передачи радиочастотных сигналов RF, а полосу высоких частот можно, например, зарезервировать для приема сигналов RF. При передаче каждая из двух соединительных щелей 25, 26 связана с ответвителем 40 через шлейфовый фильтр 27, 28 и рекомбинационные контуры 29, 30. Круглый доступ 31 образует входной и выходной порт, общий для двух составляющих электрического поля, соответственно горизонтальной Н и вертикальной V, соответствующих двум ортогонально поляризованным электромагнитным модам, распространяющимся при передаче и приеме. Каждая щель параллельного доступа, связанная с шлейфовым фильтром, образует входной и выходной порт одной из составляющих электрического поля, называемый для этой составляющей соединенным портом, при этом другой порт называют изолированным. Например, как показано на фиг.3а, горизонтальная составляющая Н электрического поля проходит через соединенный порт 32, а порт 33 является для этой составляющей Н изолированным портом. Для вертикальной составляющей V электрического поля соединенным портом является порт 33, а изолированным портом является порт 32. Ответвитель 40 содержит два прямоугольных волновода 35, 36, образующих две основные ветви, соответственно связанные первым концом с одним из портов 32, 33 ОМТ и вторым концом с соответствующим доступом 37, 38 питания, при этом доступы 37, 38 питания имеют одинаковую электрическую длину. Каждый доступ питания связан с каждой из двух основных ветвей 35, 36 ответвителя 40 для питания электрическим полем. Две основные ветви ответвителя соединены между собой через не показанные соединительные щели, выходящие, по меньшей мере, в один поперечный волновод 39, образующий поперечную ветвь. Длина поперечных волноводов 39, выполненных в определенном количестве, например, равном трем на фиг.2, равна λ_g/4, за счет чего на выходе ответвителя 40 получают сдвиг по фазе на 90° между двумя составляющими электрического поля, при этом λ_g является длиной направляемой волны основной моды, распространяющейся в основных ветвях 35, 36 ответвителя 40.

При приеме непоказанный поляризатор с перегородкой можно соединить с вторым концом 24 основного волновода ОМТ.

С точки зрения геометрии разделительный ОМТ с двумя ветвями не обеспечивает естественного разъединения горизонтальной Н и вертикальной V составляющих электрического поля, учитывая отсутствие симметрии в месте соединительных щелей 25, 26. Анализ параметров матрицы дисперсии энергии между общим портом 31 и соединенным портом 32, соответствующим одной из составляющих электрического поля, затем между общим портом и изолированным портом 33 этой же составляющей электрического поля, показывает, как представлено на фиг.4 и 5, что существует соединение энергии порядка -20 дБ между соединенным портом и изолированным портом и что существует разность фазы, дисперсная по частоте, между двумя портами, при этом фазовая квадратура достигается только для отдельной частоты, хотя физически длины от общего порта 31 до двух портов, соединенного и изолированного 32, 33, являются одинаковыми. Это значит, что с учетом асимметрии ОМТ энергия основной моды, которая распространяется в основном волноводе, не проходит полностью в соединенный порт, а частично направляется в изолированный порт. Распределение энергии между двумя портами связано с тем, что, кроме соединения основной моды ТЕ10 на -20 дБ, существует также соединение на -20 дБ моды ТЕ20 (или ТЕ02 в зависимости от того, идет ли речь о составляющей Н или V электрического поля) между соединенным портом и изолированным портом. Мода ТЕ20 (или ТЕ02) влияет на разделение мощности и приводит к неодинаковой подаче фазы электрического поля на соединенный порт по сравнению с изолированным портом.

Согласно изобретению, поскольку ОМТ с двумя ветвями не позволяет полностью разделить две составляющие электрического поля, когда оно связано с ответвителем, уравновешенным на 3дБ, который реализует разделение мощности равными частями и фазовую квадратуру между соединительными щелями, то достичь круговой поляризации невозможно. Полученная поляризация является эллиптической при степени эллипсности излучаемого поля, равной 1,7 дБ.

Однако, воздействуя на параметры формы ОМТ, такие как длина L1 и ширина L2 соединительных щелей 25, 26, расстояние между щелью и плоскостью короткого замыкания для полосы низких частот, соответствующее изменениям сечения основного волновода, расстояние D1 между щелями 25, 26 и началом шлейфовых фильтров 27, 28, можно, как показано на фиг.6, получить фазовую квадратуру между составляющей поля на изолированном порте и составляющей поля на соединенном порте и сделать не периодичным дифференциальное поведение фаз между этими двумя составляющими поля, соединенной и изолированной, в полосе пропускания, на 7% превышающей общую полосу низких частот. Расстояние D1 действует на частотную дисперсию фазы основной составляющей поля на соединенном порте относительно пересекающейся паразитной составляющей поля на изолированном порте. Длина L1 и ширина L2 позволяют отрегулировать абсолютную фазу на -90° между составляющей поля на соединенном порте и паразитной составляющей поля на изолированном порте. Расстояние между щелью и плоскостью короткого замыкания может, например, быть нулевым. Вместе с тем, оптимизация параметров формы ОМТ является оптимизацией с многими переменными, при которой другие параметры действуют во вторую очередь, приводя, например, к биениям энергии между радиочастотными дискретностями, и которую можно оптимизировать только путем последовательных итераций и путем анализа распространяющихся электромагнитных мод.

На фиг.7 показано, что электрическое поле, появляющееся в результате подачи питания на порт 32, 33 доступа горизонтальной поляризации Н, соответственно вертикальной поляризации V, разлагается на две составляющие, сдвинутые по фазе на -90°. Таким образом, для порта 33 доступа вертикальной составляющей V электрического поля Ey добавляется паразитная горизонтальная составляющая δу, смещенная по фазе на -90° относительно Еу, и для порта 32 доступа горизонтальной составляющей Н электрического поля Ех добавляется паразитная вертикальная оставляющая δх, смещенная по фазе на -90° относительно Ех. Паразитные составляющие δу и δх ослаблены на 20 дБ по отношению к амплитуде Ех и Еу.

Асимметричный ОМТ в соответствии с настоящим изобретением, связанный с неуравновешенным ответвителем, позволяет компенсировать дефект, появляющийся по причине асимметрии ОМТ, и обеспечивает работу антенны при монополяризации и при биполяризации с отличной чистотой поляризации.

Чтобы достичь хорошей чистоты круговой поляризации, составляющие Н и V электрического поля должны иметь одинаковую амплитуду и находиться в фазовой квадратуре. На фиг.8а и 8b в перспективе и в продольном разрезе показан неуравновешенный ответвитель 40 в соответствии с настоящим изобретением. Ответвитель 40 содержит четыре порта 1-4, расположенные на четырех концах двух основных ветвей. Порты 1-4 предназначены для связи с двумя доступами питания, при этом два порта 2 и 3 соответственно предназначены для связи с соединенным и изолированным портами ОМТ. Ответвитель имеет два коэффициента деления α и β при , которые должны распределять энергию электрического поля, прикладываемого на один из портов 1 или 4, между портами 2 или 3 со сдвигом по фазе на 90° по абсолютной величине между портами 2 и 3. Таким образом, при приложении электрического поля на порт 1 оно распространяется в ветви ответвителя, связанной с портом 1, до порта 2 с коэффициентом деления α и распространяется по диагонали, проходя через соединительные щели и различные поперечные волноводы, до порта 3 с коэффициентом деления β. Задержка по фазе на 90° между двумя составляющими электрического поля на выходе ответвителя на портах 2 и 3 соответствует длинам поперечных волноводов, равным четверти длины волны λ_g/4. Поперечные волноводы имеют одинаковую длину, но разную ширину. Число поперечных ветвей выбирают в зависимости от потребности в полосе пропускания. Ширину поперечных ветвей определяют в зависимости от реализуемых значений коэффициента деления α и β. Соответственно, когда электрическое поле прикладывают на порт 4, оно распространяется в основной ветви ответвителя, связанной с портом 4, до порта 3 с коэффициентом деления α и распространяется по диагонали, проходя через соединительные щели и различные поперечные волноводы, до порта 2 с коэффициентом деления β с сдвигом по фазе на -90°.

Согласно изобретению, коэффициенты деления α и β выбирают таким образом, чтобы компенсировать паразитный дефект, связанный с асимметрией ОМТ. Так, коэффициенты α и β уже не будут равны, как это было в случае уравновешенных ответвителей, обычно используемых в ОМТ с четырьмя ветвями, а будут разными.

Наличие ОМТ оптимизирует коэффициенты деления, которые компенсируют горизонтальную и вертикальную паразитные составляющие δу и δх таким образом, чтобы на каждом выходном порте 2 и 3 получить половину мощности, поступающей на входной порт 1.

Поскольку работа ответвителя является симметричной при приеме и при передаче, оптимизацию коэффициентов деления можно производить при приеме, чтобы компенсировать горизонтальную и вертикальную паразитные составляющие δу и δх, связанные с асимметрией ОМТ.

Так, при приеме, при прохождении через ответвитель составляющие поля, входящего на порт 1, Ех и δy.е^-j90° на выходе порта 1 соответственно становятся: α.Ех и α.δх.е^-j90°.

Точно так же, составляющие поля, входящего на порт 3, Еу и δу.е^-j90°, становятся на выходе порта 1 соответственно: β.Еу.е^-j90° и β.δу.е^-j180°.

В этом случае на ортогональных осях Х и Y получают следующие проекции этих составляющих поля:

На оси Х: α.Ех+β.δу.е^-j180°,

На оси Y: β.Еу.е^-j90°+α.δх.е^-j90°.

На оси Х составляющие поля Ех и δу суммируются при разности фаз в 180°, и компенсация является деструктивной. На оси Y составляющие поля Еу и δх суммируются по фазе, и компенсация является конструктивной. Чтобы компенсация позволила получить на каждом выходном порте 2 и 3 половину мощности, полученной на входном порте 1, коэффициенты деления α и β должны быть такими, чтобы соблюдались следующие отношения:

α²+β²=1,

α.Ех-β.δу=вольт/метр, что соответствует -3 дБ по мощности,

β.Еу+α.δх=вольт/метр, что соответствует -3 дБ по мощности.

Из фиг.9а и 9b видно, что степень эллипсности, полученная при объединении ОМТ с двумя ветвями и неуравновешенного ответвителя в соответствии с настоящим изобретением, меньше 0,1 дБ на полосе Ка, находящейся между 19,7 ГГц и 20,2 ГГц. Степень эллипсности меньше 0,4 дБ на 1,5 ГГц полосы пропускания, что позволяет использовать эту конструкцию для потребительских целей, а также для других вариантов применения, независимо от частотных полос.

Преимуществом новой архитектуры является ее исключительная компактность, при этом габариты источников, представляющих собой систему RF и рупор передачи/приема, выполненные таким образом, равны 60 мм по диаметру и 100 мм по высоте. Для сравнения эквивалентное соединение источников согласно известным техническим решениям имеет габариты 150 мм по высоте и 72 мм по диаметру. Стоимость изготовления является оптимальной по отношению к числу компонентов. Действительно, уменьшение числа механических деталей позволяет получить выигрыш во времени изготовления. Масса системы RF без рупора уменьшилась на 60%. Конструкция упростилась, и число электрических слоев уменьшилось до одного вместо трех, так как ОМТ, ответвитель и рекомбинационные контуры находятся на одном уровне. Длина трактов волновода уменьшилась на 50%, что позволяет снизить омические потери на 0,1 дБ по сравнению с известными техническими решениями с ОМТ с четырьмя ветвями, омические потери в которых составляют 0,25 дБ.

Настоящее изобретение было описано для частного варианта выполнения, но, разумеется, оно ни в коем случае не ограничивается этим вариантом и охватывает все технические эквиваленты описанных средств, а также их комбинации, если они не выходят за рамки настоящего изобретения.

1. Компактный узел возбуждения для создания круговой поляризации в антенне, содержащий разделительный ортомодовый преобразователь и ответвитель, отличающийся тем, что ортомодовый преобразователь (21), называемый ОМТ, является асимметричным и содержит основной волновод (22) квадратного или круглого сечения с продольной осью ZZ' и две ветви, соединенные с основным волноводом соответственно двумя щелями (25, 26) параллельного соединения, при этом обе соединительные щели (25, 26) выполнены в двух ортогональных стенках основного волновода, при этом обе ветви ОМТ связаны соответственно с двумя волноводами (35, 36) неуравновешенного ответвителя (40), при этом ответвитель (40) имеет два разных коэффициента деления (α, β), оптимизированные таким образом, чтобы компенсировать ортогональные паразитные составляющие (δy, δx) электрического поля, возникающие из-за асимметрии ОМТ (21).

2. Узел возбуждения по п.1, отличающийся тем, что сечение основного волновода (22) ОМТ на выходе соединительных щелей (25, 26) меньше сечения основного волновода (22) ОМТ на входе соединительных щелей (25, 26), при этом разрыв сечения образует плоскость короткого замыкания.

3. Узел возбуждения по одному из пп.1 или 2, отличающийся тем, что соединительные щели (25, 26) ОМТ (21), имеющие длину L1 и ширину L2, связаны с ответвителем (40) при помощи двух шлейфовых фильтров (27, 28), размещенных на расстоянии D1 от соединительных щелей (25, 26), и тем, что расстояние D1, длина L1 и ширина L2 выбраны таким образом, чтобы получить ортогональность между паразитными составляющими (δy, δx) электрического поля, возникающими из-за асимметрии ОМТ.

4. Узел возбуждения по одному из пп.1 или 2, отличающийся тем, что коэффициенты деления (α, β) ответвителя (40) определены при помощи трех следующих отношений:- α²+β²=1, −   α . E x − β . δ y = 1 2 в о л ь т / м е т р , −   β . E y + α . δ x = 1 2 в о л ь т / м е т р .

5. Антенна, отличающаяся тем, что содержит, по меньшей мере, один компактный узел возбуждения по одному из предыдущих пунктов.

6. Способ получения компактного узла возбуждения для создания круговой поляризации в антенне, отличающийся тем, что состоит в том, что асимметричный ортомодовый преобразователь ОМТ (21) с двумя ветвями соединяют соответственно двумя щелями (25, 26) параллельного соединения с неуравновешенным ответвителем (40), имеющим два разных коэффициента деления (α, β), размеры ОМТ (21) определяют таким образом, чтобы установить фазовую квадратуру между двумя паразитными составляющими (δy, δx) электрического поля, возникающими из-за асимметрии ОМТ, и коэффициенты деления (α, β) ответвителя (40) оптимизируют, чтобы компенсировать две паразитные составляющие (δy, δx) электрического поля.

7. Способ по п.6, отличающийся тем, что определение размеров ОМТ состоит в определении длины L1 и ширины L2 соединительных щелей (25, 26) ОМТ (21), в расположении плоскости короткого замыкания в основном волноводе ОМТ на выходе соединительных щелей, в определении расстояния D1, отделяющего соединительные щели (25, 26) от двух шлейфовых фильтров (27, 28), расположенных между соединительными щелями (25, 26) и ответвителем (40), при этом расстояние D1, длину L1 и ширину L2 выбирают таким образом, чтобы получить ортогональность между паразитными составляющими (δy, δx) электрического поля, возникающими из-за асимметрии ОМТ.

8. Способ по одному из пп.6 или 7, отличающийся тем, что коэффициенты деления (α, β) ответвителя (40) определяют при помощи трех следующих отношений:- α²+β²=1, −   α . E x − β . δ y = 1 2 в о л ь т / м е т р , −   β . E y + α . δ x = 1 2 в о л ь т / м е т р .