Способ обзорной импульсно-доплеровской радиолокации целей на фоне пассивных помех

Способ обзорной импульсно-доплеровской радиолокации целей на фоне пассивных помех

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Изобретение относится к области радиолокации и, в частности, к способам радиолокационного обнаружения целей на фоне пассивных помех (ПП) естественного и искусственного происхождения, реализуемых в радиолокационных системах управления воздушным движением (УВД), а так же в импульсно-доплеровских информационно-измерительных системах контроля воздушного, наземного и надводного пространства.

Известны способы импульсно-доплеровского радиолокационного обнаружения целей на фоне ПП, широко применяемые в РЛС с совмещенной приемо-передающей антенной и квазинепрерывным излучением (КНИ) средней-высокой частоты повторения импульсов (ЧПИ) [1-6], в которых прием отраженных от лоцируемых объектов эхо-сигналов осуществляется в паузах работы передатчика. В РЛС КНИ, как правило, зондирующий сигнал (ЗС) представляет собой когерентную регулярную импульсную последовательность (РИП) с периодом следования импульсов, существенно меньшим временной задержки отраженного от цели эхо-сигнала. Использование таких сигналов обеспечивает высокое качество доплеровской селекции движущихся целей (СДЦ) на фоне помеховых переотражений различного происхождения в сочетании с возможностью высокоточной оценки дальности и скорости сопровождаемых целей.

Принципиальным недостатком известных способов обзорной им-пульсно-доплеровской радиолокации, реализованных в РЛС с регулярным КНИ малой скважности (менее 6…8 ед.), является наличие непросматри-ваемых за один цикл зондирования "слепых" эквидистантно расположенных участков дальности, а также неоднозначность первичного местоопределения дальности обнаруженных целей. Для устранения отмеченных недостатков, которые особо проявляются в РЛС с АФАР и (или) твердотельным передатчиком, приходится в каждом угловом направлении производить n-кратное (n>3…5) зондирование пространства пачечным КНИ с различными частотами -повторения импульсов [4 с.275-276] В результате, n-кратно снижается темп обзора пространства и, соответственно, не всегда допустимо возрастает расход время-энергетических ресурсов РЛС КНИ на решение обзорно-поисковых задач.

В [1…6] рассмотрена возможность преодоления отмеченных ограничений с использованием нерегулярных импульсных последовательностей (НИП) со свойством не более одного совпадения (с единичным уровнем боковых лепестков автокорреляционной функции). Однако при временных рассовмещениях эхо-сигналов относительно опорных такие НИП не обеспечивают требуемое для эффективной селекции движущихся целей (СДЦ) высокое качество спектральных (низкий уровень боковых лепестков (УБЛ)) сечений функции неопределенности. Аналогичная картина отмечается и в случаях использования фазо- и частотно-манипулированных сигналов [5, 6].

В качестве прототипа заявляемого объекта изобретения принят известный способ обзорной импульсно-доплеровской радиолокации [7], заключающийся в обзоре пространства путем формирования и направленного излучения в каждом угловом элементе разрешения поискового пространства когерентной импульсной последовательности зондирующих посылок с гиперболической вобуляцией периода повторения и длительности импульсов и их общим числом, удовлетворяющим условиям допустимости частотного разделения принимаемых эхо-сигналов на ЛЧМ-парциалы и достаточности частотно-скоростной избирательности РЛС для обнаружения целей на фоне ПП и однозначного скоростного местоопределения обнаруживаемых целей, соосного направленного приема в паузах зондирующих посылок РЛС эхо-сигналов целей и помеховых переотражений с последующей их время-частотной обработкой путем бланкирования принимаемых эхо-сигналов на время излучения зондирующих посылок, их частотного разделения на ЛЧМ-парциалы, частотной демодуляции ЛЧМ-парциалов, их противопомеховой весовой обработки и частотной режекции содержащихся в них помеховых эхо-сигналов, многоканальной спектрально-фильтровой обработки отрежектированных ЛЧМ-парциалов, выборочного суммирования сигналов спектрально-фильтровой обработки ЛЧМ-парциалов, согласованных по частотным и временным сдвигам эхо-сигналов с отдельно взятых элементов разрешения поискового пространства, и пороговой обработки сигналов выборочного суммирования.

Недостатком принятого в качестве прототипа способа импульсно-доплеровской радиолокации является не всегда достаточная дальность эффективного помехоподавления, ограничиваемая дальностью прямой радиовидимости элементов паразитного рассеяния гладко-сферической подстилающей земной (водной) поверхности в ближней зоне обнаружения РЛС. Указанное ограничение обусловлено тем, что с вводом режима вобуляции ЧПИ возникает деформация энергетической огибающей бланкированных пачечных эхо-сигналов, обуславливающая возрастание уровня боковых лепестков (УБЛ) спектра бланкированных помеховых эхо-сигналов и, как следствие, ухудшение качества допплеровской СДЦ. Степень проявления отмеченных деструктивных процессов нарастает по мере увеличения времени задержки ответных эхо-сигналов и становится недопустимой в условиях воздействия высокопротяженных распределенных по дальности ПП. К таким ПП относятся помехи, возникающие в условиях интенсивных метеообразований, сильной изрезанности рельефа местности, наличия в дальней зоне высотных техногенных сооружений и др. Проблематичность обеспечения эффективной СДЦ в импульсно-допплеровских РЛС с использованием реализованных в прототипе принципов непрерывного изменения ЧПИ отмечалась ранее в [1 с.301-305, 3 с.378].

Технической задачей предлагаемого способа является увеличение дальности эффективного подавления ПП РЛС КНИ с гиперболической вобуляцией зондирующих посылок, обеспечивающей возможность реализации эффективной СДЦ в условиях воздействия ПП различного происхождения.

Техническим результатом, обеспечивающим решение поставленной технической задачи, является снижение уровня помех бланкирования приемника РЛС, при котором удается в зоне поиска целевых эхо-сигналов минимизировать уровень боковых лепестков (УБЛ) спектра бланкированных помеховых эхо-сигналов до уровня, отмечаемого при использовании регулярных импульсных последовательностей, в результате чего обеспечивается эффективная СДЦ практически по всей дистанции зоны обзора РЛС.

Указанный технический результат и, как следствие, решение поставленной технической задачи достигается тем, что в известном способе обзорной импульсно-доплеровской радиолокации целей [7], заключающемся в обзоре пространства путем формирования и направленного излучения в каждом угловом элементе разрешения поискового пространства когерентной импульсной последовательности зондирующих посылок с гиперболической вобуляцией периода повторения и длительности импульсов и их общим числом, удовлетворяющим условиям допустимости частотного разделения принимаемых эхо-сигналов на ЛЧМ-парциалы и достаточности частотно-скоростной избирательности РЛС для обнаружения целей на фоне ПП и однозначного скоростного местоопределения обнаруживаемых целей, соосного направленного приема в паузах зондирующих посылок РЛС эхо-сигналов целей и помеховых переотражений с последующей их время-частотной обработкой путем бланкирования принимаемых эхо-сигналов на время излучения зондирующих посылок, их частотного разделения на ЛЧМ-парциалы, частотной демодуляции ЛЧМ-парциалов, частотной режекции содержащихся в них помеховых эхо-сигналов, однооконной весовой обработки и многоканальной спектрально-фильтровой обработки отрежектированных ЛЧМ-парциалов, выборочного суммирования сигналов спектрально-фильтровой обработки ЛЧМ-парциалов, согласованных по частотным и временным сдвигам эхо-сигналов с отдельно взятых элементов разрешения поискового пространства, и пороговой обработки сигналов выборочного суммирования, согласно данному изобретению, по завершению каждого цикла бланкирования принимаемых эхо-сигналов на время излучения очередной импульсной зондирующей посылки на межимпульсном интервале периода их следования бланкированные эхо-сигналы подвергают внутрипериодной весовой обработке по закону

B ( t ) = [ cos ( π ( 2 ( h + 2 ) h + t ⋅ F п ( β ( t − T S ) T S + 2 ) ) ) − ∑ k = 1 K A k ( h ) ⋅ cos ( k ⋅ π ⋅ t ⋅ F п ⋅ h ( β ( t − T S ) T S + 2 ) ) ]

t=[0 T_S],

где t - текущее время процесса обработки принимаемых эхо-сигналов;

k - нумерация обрабатываемых комплексно-сопряженных пар линейно-частотно-модулированных парциалов принимаемых эхо-сигналов, нижняя и верхняя частотные полосы которых симметрично отстоят от их центральных несущих частот;

K=ENT(0.5ΔF_пр/F_п)-1 - выбираемое из условия допустимых энергопотерь, обусловленных ограниченной частотной полосой приемника РЛС, общее число обрабатываемых комплексно-сопряженных пар линейно-частотно-модулированных парциалов принимаемых эхо-сигналов;

ENT - оператор округления до наименьшего целочисленного значения;

ΔF_пр - эффективная частотная полоса приемника РЛС;

h - скважность зондирующих посылок;

T_s - длительность принимаемых эхо-сигналов, подвергаемых время-частотной обработке;

A_k(h) - табулированные весовые коэффициенты.полигармонического ряда;

β = Δ F П F П - относительная девиация частоты повторения зондирующих посылок;

ΔF_п - девиация частоты повторения зондирующих посылок;

F_п - средняя частота повторения зондирующих посылок.

Введение указанных выше отличий обеспечивает сглаживание (скругление) линейно-ломаных деформаций огибающей бланкированных помеховых эхо-сигналов независимо от времени их задержки, благодаря чему минимизируется УБЛ спектров бланкированных помеховых эхо-сигналов и, как следствие, обеспечивается эффективное помехоподавление во всем диапазоне дальностей возможного размещения помехоформирующих образований.

Предлагаемое техническое нововведение позволяет достичь указанный выше технический результат, состоящий в увеличении дальности эффективного помехоподавления с обеспечением высокой эффективности СДЦ по всей дистанции зоны обзора РЛС.

Изобретение поясняется рисунками, представленными на фиг.1…6.

На фиг.1 приведены эпюры огибающих бланкированных эхо-сигналов при трех различных значениях времени их задержки (возрастающей от эпюры к эпюре слева направо) в отсутствии (Фиг.1.а) и при наличии косинусквадратного сглаживания линейно-ломаных деформаций бланкированного эхо-сигнала (Фиг.1.б).

На фиг.2 приведены эпюры сигналов, поясняющих физику возникновения деструктивной деформации энергетической огибающей принимаемых эхо-сигналов в процессе их бланкирования в приемнике РЛС КНИ.

На фиг.3 приведены спектрограммы энергетических огибающих бланкированного эхо-сигнала в отсутствии (Фиг.3.а) и при наличии косинусквадратного сглаживания линейно-ломаных деформаций (Фиг.3.б).

На фиг.4 представлена шестиоконная выборка функции внутрипе-риодной весовой обработки принимаемых локационных сигналов (ПЛС) при скважности зондирующих посылок h=5.

На фиг.5 приведено семейство графиков однооконной выборки дополнительно вводимой операции многооконной весовой обработки для типовых значений скважности зондирующих посылок РЛС КНИ с АФАР либо твердотельным передатчиком.

На фиг.6 приведена укрупненная блок-схема РЛС КНИ с гиперболической вобуляцией зондирующих посылок, в которой предусмотрена операция внутрипериодной оконной весовой обработки.

На фиг.2-6 приняты следующие числовые позиции, обозначения и сокращения.

На фиг.2 приведены эпюры ниже перечисленных сигналов:

S_вх(t, τ) - задержанный на время τ эхо-сигнал точечного элемента ПП или цели;

b(t) - сигнал бланкирования, соответствующий инвертированному сигналу запуска передатчика;

S_вых(t) - сигнал на входе приемного устройства, являющийся произведением входного сигнала и сигнала бланкирования;

S_ог(t) - энергетическая огибающая бланкированного эхо-сигнала.

На фиг.6 приведена упрощенная версия построения передающей и приемо-обрабатывающей части РЛС с гиперболической вобуляцией зондирующих посылок, в которой предусмотрена операция внутрипериодной многооконной весовой обработки принимаемых локационных сигналов (ПЛС). На фиг.6 приняты следующие числовые позиции:

1 - антенна;

2 - циркулятор;

3 - схема бланкирования приемо-усилительного тракта приемника РЛС;

4 - управляемое весовое звено (УВЗ) для внутрипериодного взвешивания ПЛС;

5 - формирователь сигналов управления циклами внутрипериодной весовой обработки;

6 - приемо-усилительный тракт;

7 - аналого-цифровой преобразователь (АЦП);

8 - цифровой фазовый детектор (ЦФД);

9 - цифровой полосовой фильтр выделения ЛЧМ-парциалов;

10 - цифровой сигнальный процессор для раздельной спектрально-фильтровой обработки ЛЧМ парциалов;

11 - буферное запоминающее устройство (БЗУ);

12 - блок векторного суммирования сигналов спектрально-фильтровой обработки ЛЧМ-парциалов принятых эхо-сигналов;

13 - передатчик РЛС;

14 - формирователь импульсов запуска передатчика РЛС;

15 - вычислитель параметров зондирующих посылок (интервальной и широтно-импульсной вобуляции зондирующих посылок и общей продолжительности ЗС);

16 - блок измерения плотности дальностно-скоростного (время-частотного) распределения мощности помеховых переотражений;

17 - блок синхронизации и управления (БСУ);

18 - определитель выборочного извлечения из БЗУ (11) канальных сигналов спектрально-фильтровой обработки для их последующего суммирования в блоке 12;

19 - блок выборки канальных сигналов спектрально-фильтровой обработки.

Решаемая предлагаемым способом техническая задача обусловлена спецификой реализованных в прототипе операций формирования зондирующих посылок и стробирования приемника РЛС на время прохождения входного потока эхо-сигналов на последующие этапы их обработки.

Первая из указанных операций характеризуется применением гиперболической вобуляции периода повторения импульсов пачки T_i и их длительности τ_i по закону:

S ( t ) = Re { ∑ i = − N / 2 N / 2 Re c t ( t − t i ) ⋅ exp [ − j ⋅ ( ω н ⋅ t + ϕ o ) ] } ,                                             ( 1 )

где i - нумерация импульсов пачки;

Re c t ( t ) τ - П-образная ректанг-функция, обозначающая центрированный в точке t=0 импульс с прямоугольной формы единичной высоты длительностью τ;

t i = ∑ j = − N / 2 i T j - временная расстановка импульсов пачки;

T i = 1 F i - временной разнос (i-1)-го и i-го импульсов пачки;

F_i=F₀+αt_i - текущее значение частоты повторения импульсов (ЧПИ):

F₀ - начальное значение ЧПИ; AF

α = Δ F П T S - скорость (крутизна) линейной вобуляции ЧПИ;

F П = F i ¯ - среднее значение ЧПИ;

τ_i=T_i/h - длительность i-го импульса пачки;

h=const - скважность импульсной последовательности;

N+1 - количество импульсов пачки;

T S = ∑ i = − N / 2 + N / 2 T i = N T ¯ i - длительность импульсно-пачечного сигнала;

T ¯ i - среднее значение длительности периода следования импульсов;

ω_н, φ_о - несущая частота и начальная фаза высокочастотного заполнения импульсов пачки.

t i = 1 2 α ( F 0 2 + 4 α ⋅ i − F 0 )

T i = 1 F 0 + α ⋅ t i ≈ T 0 + 2 α ( i + 0.5 ) T 0 3 , i=0; ±1; ±2;…

Вторая из вышеуказанных операций характеризуется скачкообразным отпиранием и запиранием приемного устройства РЛС при его стробировании на время приема ответных эхо-сигналов по закону:

u б ( t ) = 1 − ∑ i = − N / 2 N / 2 Re c t ( t − t i ) τ i                                                                     ( 2 )

Принципиальным ограничением в использовании вышеупомянутых гиперболических НИП является то, что с ростом удаления помехоформирующих образований эффективность СДЦ снижается по причине нарастания деструктивной линейно-ломанной деформации энергетической огибающей помеховых эхо-сигналов, обусловленной бланкированием приемника на время работы передатчика РЛС. Указанная операция с использованием сигналов бланкирования традиционно прямоугольной формы (2) приводит к возникновению иллюстрированной фиг.1.а линейно-ломаной деформации энергетической огибающей принятых эхо-сигналов, которая существенно ухудшает их спектральное качество из-за возрастания УБЛ их спектрограмм.

Поясняемая фиг.2 физика процесса образования помех бланкирования состоит в том, что в отличие от случая использования регулярных импульсных последовательностей (РИП), для которых характерно непрерывное равномерное бланкирование импульсов пачечного эхо-сигнала с сохранением его исходной энергетической огибающей прямоугольной формы при любых временных сдвигах задержанных эхо-сигналов, в случае использования гиперболических НИП рассматриваемое бланкирование носит неравномерный осциллирующий характер.

Из приведенных на фиг.2 эпюр сигналов следует, что бланкирование приемника РЛС приводит к широтно-импульсной модуляции элементов импульсной последовательности бланкированного эхо-сигнала, и, как следствие, энергетическая огибающая бланкированного эхо-сигнала линейно деформирована.

Согласно фиг.1а энергетическая огибающая эхо-сигналов с большой задержкой имеет ярко выраженные изломы клиновидной формы, являющиеся причиной возникновения побочных спектральных гармоник, существенно снижающих спектральное качество бланкированных эхо-сигналов.

Для иллюстрации деструктивного влияния помех бланкирования на фиг.3 приведены результаты модельных числовых расчетов спектрограмм одиночного задержанного эхо-сигнала в отсутствии (фиг.3.а) и при наличии их бланкирования (фиг.3б). При расчетах указанных спектрограмм использовались следующие исходные данные: длительность пачки зондирующих посылок T_s=10 мс, средняя частота повторения зондирующих посылок F=68 кГц, скважность вобулированных зондирующих посылок h=5, относительная девиация частоты повторения зондирующих посылок (частоты повторения импульсов (ЧПИ)) β=0.077, задержка эхо-сигнала τ=1.5 мс, однооконное весовое распределение по пачке - косинус-квадратное (распределение Ханна).

В прототипе отмеченное деструктивное влияние помех бланкирования частично минимизировано применением оконной весовой обработки, характеризуемой двухпериодным косинусквадратным весовым распределением. Однако эта противопомеховая мера позволяет лишь незначительно расширить ближнюю зону эффективного помехоподавления и не обеспечивает решения поставленной технической задачи нейтрализации ПП во всей дистанции зоны обзора РЛС.

По результатам аналитических и модельных исследований установлено, что минимизировать влияние отмеченных изломов возможно, как показано на фиг.1.б, путем их сглаживания (скругления), при котором энергетическая огибающая бланкированного одиночного эхо-сигнала с задержкой τ принимает гармонический вид:

u 0 ( t ) = cos 2 ( 2 ⋅ π ⋅ α ⋅ τ ⋅ t ) ,   t ∈ [ τ ;   τ + T S ]                                                                         ( 3 )

где α·τ - циклическая частота повторения клиновидных провальных участков огибающей бланкированных эхо-сигналов с временной задержкой τ.

T_s - длительность выделенного для последующей обработки сигнала.

Реализуемая при этом полимодальная весовая обработка в отличие от классических унимодальных методов весовой обработки всей пачки импульсов обладает свойством инвариантности к временным сдвигам изломов огибающей пачечных эхо-сигналов и временной динамики осцилляции этих изломов. Указанное свойство удается реализовать при переходе от скачкообразной (2) к монотонно-гладкой полигармонической зависимости (4) коэффициента передачи принимаемых локационных сигналов (ПЛС) на вход приемника РЛС:

B ( t ) = [ cos ( π ( 2 ( h + 2 ) h + t ⋅ F п ( β ( t − T S ) T S + 2 ) ) ) − ∑ k = 1 K A k ( h ) ⋅ cos ( k ⋅ π ⋅ t ⋅ F п ⋅ h ( β ( t − T S ) T S + 2 ) ) ]

t=[0 T_S],

где t - текущее время процесса обработки принимаемых эхо-сигналов;

k - нумерация обрабатываемых комплексно-сопряженных пар ЛЧМ парциалов принимаемых эхо-сигналов, нижняя и верхняя частотные полосы которых симметрично отстоят от их центральных несущих частот;

K=ENT(0.5ΔF_пр/F_п)-1 - выбираемое из условия допустимых энергопотерь, обусловленных ограниченной частотной полосой приемника РЛС, общее число обрабатываемых комплексно-сопряженных пар ЛЧМ парциалов принимаемых эхо-сигналов;

ENT - оператор округления до наименьшего целочисленного значения;

ΔF_пр - эффективная частотная полоса приемника РЛС;

h - скважность зондирующих посылок;

T_s - длительность принимаемых эхо-сигналов, подвергаемых время-частотной обработке;

A_k(h) - табулированные весовые коэффициенты.полигармонического ряда;

β = Δ F П F П - относительная девиация частоты повторения зондирующих посылок;

ΔF_п - девиация частоты повторения зондирующих посылок;

F_п - средняя частота повторения зондирующих посылок.

Табулированные значения весовых коэффициентов A_k(h) для различных скважностей зондирующих посылок, типовых для РЛС с АФАР и (или) твердотельным передатчиком, приведены в таблице 1.

Таблица 1
h	A1	A2	A3	A4	A5	A6	A7
2	0.4285	0.0879	0.0395	0.0228	0.016	0.0117	0.0088
3	0.2097	0.0493	0.0227	0.0131	0.0087	0.007	0.0053
4	0.1216	0.031	0.015	0.0085	0.0056	0.0045	0.0041
5	0.0785	0.0203	0.0102	0.006	0.0042	0.0035	0.0029
6	0.058	0.0143	0.0086	0.0053	0.0032	0.0027	0.0017
7	0.0423	0.011	0.0047	0.0027	0.0022	0.0009	0.0007
8	0.0326	0.0079	0.0033	0.002	0.0012	0.0001	0.0009

На фиг.4 представлена шестиоконная выборка функции весовой обработки (4) ПЛС при скважности зондирующих посылок h=5.

На фиг.5 приведено семейство графиков однооконной выборки дополнительно вводимой операции многооконной весовой обработки (4) для типовых значений скважности зондирующих посылок РЛС КНИ с АФАР либо твердотельным передатчиком.

Нахождение (4) произведено методом обратного преобразования (3) ко входу стробируемого приемника РЛС. В отличие от классических однооконных унимодальных весовых распределений [1-6] полимодальная весовая функция (4) характеризуется следующими особенностями:

- весовое распределение (4) является многооконным полимодальным, окна которого совмещены с межимпульсными интервалами зондирующих посылок;

- весовое распределение (4), определяющее закон циклически повторяемой с частотой F_пi внутрипериодной вариации коэффициента передачи ПЛС на вход приемника, является суммой конечного ряда косинусоид кратных частот;

- число косинусоид полигармонического ряда (4) и их амплитудное распределение A_k, определяется скважностью зондирующих посылок h и количеством ЛЧМ парциалов (2К), выделяемых из ПЛС для последующей их обработки;

- все составляющие полигармонического многокосинусного ряда (4) по аналогии с ЗС с вобулированной ЧПИ также являются линейно-частотно-модулированными, что обеспечивает согласованную с динамикой формирования зондирующих посылок вобуляцию частоты повторения и длительности текущего весового окна.

С вводом многооконной весовой обработки (4) огибающая бланки-рованного единичного эхо-сигнала с временной задержкой τ характеризуется монотонно-гладкой косинусквадратной осцилляцией с частотой F_м=α·τ (см. фиг.1б), в силу чего спектр энергетической огибающей взвешенного (аподизированного) эхо-сигнала и, соответственно, его демодулированных ЛЧМ-парциалов, по аналогии со случаем тональной амплитудной модуляции, может быть представлен трехкомпонентной суммой, включающей идентичные по форме подспектры на нулевой (центральной) и двух симметрично отстоящих от последней верхней и нижней боковых частот модуляции огибающей. В результате, спектр каждого демодулированного ЛЧМ парциала эхо-сигнала при указанном многооконном весовом стробировании расщепляется на три частотные компоненты, подспектр каждой из которых идентичен исходному спектру небланкированного эхо-сигнала, с распределением их мощности, характеризуемыми шестидецибельным превышением центральной составляющей над боковыми.

Из (3, 4) следует принципиально важное свойство многооконной полимодальной весовой обработки - сохранять неизменным спектральное качество бланкированного и затем взвешенного квазинепрерывного сигнала гиперболического типа для всех его трех вышеупомянутых частотных компонент. С учетом малости частот модуляции огибающей бланкированного сигнала (F_м<f_нц) для большинства практически значимых задач обзора пространства возрастание уровня боковых лепестков (УБЛ) спектрального распределения помеховых эхо-сигналов малых доплеровских частот в области поиска целевых эхо-сигналов невелико и может быть скомпенсировано (10…30) - процентным увеличением длительности применяемого КНИ:

γ = T S + Δ T S T S ≈ f н ц + 2 ⋅ ν − 1 ( f н ц ) f н ц − F м < 1.1 … 1.3,   f н ц > F м ,                                           ( 5 )

где ΔT_S - требуемое увеличение длительности ЗС;

f_нц - нижняя граница зоны поиска целевого эхо-сигнала по частотно-скоростной координате;

ν(f_нц) - скорость изменения УБЛ огибающей функции спектра КНС в области частот f=f_н.ц.

Эффективность разработанного способа оценена на компьютерной имитационно-стохастической модели процесса функционирования РЛС КНИ гиперболического типа в среде Matlab. Корректность и высокая эффективность применения принципа многооконной весовой обработки ПЛС (4) подтверждаются представленными на фиг.3 результатами имитационного моделирования с показом Фурье-спектрограмм одиночного эхо-сигнала на выходе одного их парциальных приемных каналов обзорного приемника РЛС КНИ для следующих исходных данных: F_п=68 кГц, T_s=10 мс, β = Δ F п F п = 7.7 % , h=5, τ*=1.5 мс.

Представленные на фиг.3а графики спектрограмм одиночного эхо-сигнала соответствуют двум вариантам применяемой оконной весовой обработки КНС:

- при использовании только однооконной косинус-квадратной весовой обработки всей пачки импульсов эхо-сигнала в отсутствии помех бланкирования - сплошная линия, что соответствует случаю применения регулярных импульсных последовательностей (РИП);

- при использовании только однооконной косинус-квадратной весовой обработки всей пачки импульсов эхо-сигнала при наличии помех бланкирования - штриховая линия;

Представленные на фиг.3б графики спектрограмм одиночного эхо-сигнала соответствуют различным вариантам применяемой весовой обработки КНС:

- при использовании только однооконной косинус-квадратной весовой обработки всей пачки импульсов эхо-сигнала в отсутствии помех бланкирования - сплошная линия, что соответствует случаю применения РИП;

- при наличии однооконной косинус-квадратной весовой обработки бланкированного эхо-сигнала и дополнительно вводимой многооконной весовой обработки ПЛС - штриховая линия.

Согласно фиг.3б применение предлагаемой многооконной весовой обработки (4) бланкированных эхо-сигналов позволяет в зоне поиска целевых эхо-сигналов (вне зоны режекции помеховых переотражений с малым допплеровским сдвигом) снизить УБЛ Фурье-спектрограмм помеховых эхо-сигналов до предельно возможного уровня, отмечаемого при использовании РИП.

Платой за отмеченный выигрыш в подавлении помеховых переотражений является допустимое возрастание энергопотерь (η) на многооконную весовую обработку ПЛС (см. Таблицу 2), а также ухудшение разрешения целей по скорости (по причине образования в окрестности главного максимума целевого эхо-сигнала двух ослабленных по мощности (на 6 дБ) боковых всплесков амплитудной модуляции), что также допустимо для рассматриваемого обзорного режима работы РЛС.

Таблица 2
h	2	3	4	5	6	7	8
η, дБ	0.96	0.75	0.9	1.05	1.16	1.24	1.3

Отмеченные энергопотери компенсируются рассмотренным выше (10-30-процентным) увеличением длительности применяемого КНИ (5).

Все дополнительно включенные в процесс приема-обработки сигналов операции являются физически реализуемыми и не требуют выхода за рамки современной радиоэлектронной схемотехники.

На фиг.6 приведена упрощенная версия построения передающей и приемо-обрабатывающей части РЛС КНИ гиперболического типа, в которой использован рассмотренный принцип многооконной весовой обработки принимаемых локационных сигналов (ПЛС).

Принципы построения и функционирования РЛС КНИ по приводимой на фиг.6 схеме в полном объеме аналогичны прототипу [7] за исключением их корректировки по вводу операции многооконной весовой обработки.

В соответствии с рассмотренным способом минимизации маскирующего влияния помех бланкирования его упрощенная блок-схемная реализация в РЛС КНИ характеризуется следующей трехэтапной организацией процесса функционирования.

На этапе предзондовой подготовки (планирования) рабочего цикла зондирования поискового пространства в заданном угловом направлении производятся:

- расчет блоком 15 параметров зондирующего сигнала (F_п, α, T_S) с использованием поступающих из блока 16 данных о дальностно-скоростном распределении («рельефе») ПП в контролируемом угловом элементе разрешения;

- рассчитанные данные блоком 15 поступают в формирователь ИЗП 14 и БСУ 17, где пересчитываются в оценки начальных установок блоков 9, 10.

На этапе активной работы РЛС КНИ с выходом в эфир осуществляется циклически пов