Устройство радиосвязи и способ разделения сигналов

Устройство радиосвязи и способ разделения сигналов

Иллюстрации

Показать все

Реферат

ОБЛАСТЬ ТЕХНИКИ, К КОТОРОЙ ОТНОСИТСЯ ИЗОБРЕТЕНИЕ

Настоящее изобретение относится к устройству радиосвязи и способу разделения сигналов.

УРОВЕНЬ ТЕХНИКИ

В соответствии с проектом 3GPP LTE (Проект партнерства 3-го поколения, долгосрочная эволюция), в стадии реализации находятся активные исследования по стандартизации в отношении стандарта мобильной связи для осуществления передачи с малой задержкой и высокой скоростью.

Чтобы осуществить передачу с малой задержкой и высокой скоростью, в качестве схемы множественного доступа нисходящей линии связи (DL) принимается схема OFDM (ортогональное мультиплексирование с частотным разделением), а в качестве схемы множественного доступа восходящей линии связи (UL) принимается схема SC-FDMA (множественный доступ с единственной несущей и частотным разделением), использующая предварительное кодирование с DFT (дискретным преобразованием Фурье).

Схема SC-FDMA, использующая предварительное кодирование с DFT, использует матрицу DFT (матрицу предварительного кодирования или последовательность DFT), представленную, например, матрицей N×N. Здесь N является размером матрицы DFT (количеством точек DFT). Дополнительно, в матрице DFT размером N×N векторы столбцов N(Nx1) ортогональны друг другу в матрице DFT размера N. Схема SC-FDMA, использующая предварительное кодирование с DFT, формирует сигнал (спектр) SC-FDMA, выполняя расширение и кодовое мультиплексирование последовательности символов, использующей эту матрицу DFT.

Дополнительно была начата стандартизация по стандарту LTE-Advanced или (IMT-Advanced), чтобы осуществлять передачу на более высокой скорости, чем по стандарту LTE. Согласно LTE-Advanced, для осуществления более высокоскоростной связи предполагается введение устройства базовой станции радиосвязи (здесь далее упоминаемого как "базовая станция") и устройства терминала радиосвязи (здесь далее упоминаемого как "терминал"), которые могут осуществлять связь, используя широкую полосу, например 40 МГц или более.

Что касается восходящей линии связи по LTE, то распределение частотных ресурсов восходящей линии связи ограничивается таким распределением, при котором сигналы SC-FDMA отображаются в непрерывные полосы частот локализованным способом, чтобы поддерживать характеристики единственной несущей (например, низкие характеристики PAPR (отношение пиковой мощности к средней мощности)) сигнала передачи для осуществления высокого охвата.

Однако когда распределение частотных ресурсов ограничивается, как описано выше, в совместно используемых частотных ресурсах восходящей линии связи (например, PUSCH (физический восходящий канал совместного пользования)), образуется пропуск, и эффективность использования частотных ресурсов ухудшается. Таким образом, в качестве предшествующего уровня техники для повышения эффективности использования частотных ресурсов предлагается кластеризованный SC-FDMA (C-SC-FDMA), в котором сигнал SC-FDMA делится на множество кластеров, и множество кластеров отображаются в дискретные частотные ресурсы (например, см. непатентную литературу 1).

При сигнале C-SC-FDMA, соответствующем упомянутому выше предшествующему уровню техники, терминал создает сигналы C-SC-FDMA путем деления сигнала (спектра) SC-FDMA, созданного посредством обработки с использованием DFT, на множество кластеров. Затем терминал отображает множество кластеров в дискретные частотные ресурсы (поднесущие или блоки ресурса (RB)). С другой стороны, базовая станция применяет обработку с коррекцией в частотной области (FDE) к принятым сигналам C-SC-FDMA (множеству кластеров) и после коррекции объединяет множество кластеров. Базовая станция затем применяет обработку с использованием IDFT (обратного дискретного преобразования Фурье) к объединенному сигналу и, таким образом, получает сигнал во временной области.

Схема C-SC-FDMA может распределять частотные ресурсы среди множества терминалов более гибко, чем схема SC-FDMA, преобразуя множество кластеров во множество дискретных частотных ресурсов, и может, таким образом, повысить эффективность использования частотных ресурсов и эффекта разнесения многочисленных пользователей. Дополнительно, схема C-SC-FDMA имеет меньшее отношение PAPR, чем схема OFDMA (множественного доступа с ортогональным частотным разделением), и может, таким образом, обеспечить покрытие восходящей линии связи, большее, чем схема OFDMA.

Дополнительно, конфигурация C-SC-FDMA может легко реализовываться простым добавлением к терминалу компонента, который делит сигнал (спектр) SC-FDMA на множество кластеров, и добавлением к базовой станции в стандартной конфигурации SC-FDMA компонента, объединяющего множество кластеров.

ЛИТЕРАТУРА

Непатентная литература

1. R1-081842, "LTE-A Proposal for evolution," 3GPP RAN WG1 №53, Канзас-Сити, штат Миссури, США, 5-9 мая 2008 г.

СУЩНОСТЬ ИЗОБРЕТЕНИЯ

ТЕХНИЧЕСКАЯ ПРОБЛЕМА

В соответствии с описанным выше предшествующим уровнем техники, базовая станция делит сигнал (спектр) SC-FDMA каждого терминала с произвольной частотой в соответствии с состоянием доступности частотных ресурсов восходящей линии связи и состоянием пути распространения сигнала между множеством терминалов и базовой станцией, распределяет множество кластеров, созданных таким образом, по множеству частотных ресурсов восходящей линии связи, соответственно, и сообщает терминалам информацию, показывающую результат распределения. Терминал делит сигнал (спектр) SC-FDMA, являющийся выходным сигналом с произвольной шириной полосы, полученным в результате обработки с использованием DFT, отображает множество кластеров во множество частотных ресурсов восходящей линии связи, выделенных, соответственно, базовой станцией, и, таким образом, создает сигналы C-SC-FDMA.

Однако, так как широкая полоса радиочастот восходящей линии связи (широкополосного радиоканала) является частотно-избирательной, корреляция частот между каналами, через которые распространяется множество кластеров, отображенных в различные дискретные полосы частот, уменьшается. Таким образом, даже когда базовая станция корректирует сигналы C-SC-FDMA (множество кластеров) посредством обработки с использованием FDE, усиление в канале коррекции (то есть, усиление в частотном канале после умножения на вес FDE) среди множества кластеров может значительно различаться. Следовательно, усиление в канале коррекции может резко изменяться в точке объединения множества кластеров (то есть, в точке деления, в которой терминал делит сигнал SC-FDMA). То есть, при изменении (то есть, огибающей спектра приема) усиления в канале коррекции в точке объединения множества кластеров может возникнуть точка разрыва.

Здесь, чтобы сохранить минимальной потерю ортогональности матрицы DFT во всех полосах частот (то есть, сумме полос частот, в которые отображается множество кластеров), в которые отображаются сигналы C-SC-FDMA, необходимо, чтобы усиление в канале коррекции во всех полосах частот, в которые отображается множество кластеров, изменялось медленно. Таким образом, когда при изменении усиления в канале коррекции в точке объединения множества кластеров возникает точка разрыва, как в упомянутом выше предшествующем уровне техники, ортогональность матрицы DFT значительно разрушается в полосе частот, на которую отображаются сигналы C-SC-FDMA. Поэтому на сигналы C-SC-FDMA большее влияние оказывает межсимвольная помеха (ISI), вызванная потерей ортогональности матрицы DFT. В частности, когда используется высокоуровневая М-модуляция, такая как 64 QAM, для которой евклидово расстояние между сигнальными точками является очень коротким, ISI оказывает большее влияние на сигналы C-SC-FDMA и поэтому ухудшение характеристик передачи увеличивается. Дополнительно, по мере увеличения количества кластеров (количества долей сигнала SC-FDMA) количество точек разрыва между кластерами увеличивается и поэтому ISI, вызванная потерей ортогональности матрицы DFT, дополнительно увеличивается.

Настоящее изобретение реализовывалось с точки зрения таких проблем, и поэтому задача настоящего изобретения заключается в обеспечении устройства радиосвязи и способа деления сигнала, способных уменьшить ISI, вызванную потерей ортогональности матрицы DFT, даже когда сигнал SC-FDMA делится на множество кластеров и множество кластеров соответственно отображаются в дискретные полосы частот, то есть, когда используется C-SC-FDMA.

РЕШЕНИЕ ПРОБЛЕМЫ

Устройство радиосвязи, соответствующее настоящему изобретению, использует конфигурацию, содержащую секцию конвертирования, создающую сигнал в частотной области, применяя обработку с использованием DFT к последовательности символов, используя для этого матрицу DFT, секцию деления, которая делит сигнал с частично ортогональной шириной полосы, соответствующей длине частично ортогонального вектора некоторых из множества столбцов векторов, составляющих матрицу DFT, и создает множество кластеров, и секцию отображения, которая отображает множество кластеров во множество дискретных полос частот, соответственно.

Способ деления сигнала, соответствующий настоящему изобретению, позволяет делить сигнал в частотной области с частично ортогональной шириной полосы, соответствующей частично ортогональной векторной длине некоторых из множества столбцов векторов, составляющих матрицу DFT, используемую для конвертирования последовательности символов во временной области в сигнал в частотной области, и создает множество кластеров.

ПРЕДПОЧТИТЕЛЬНЫЕ ЭФФЕКТЫ ИЗОБРЕТЕНИЯ

При делении сигнала SC-FDMA на множество кластеров и отображении множества кластеров в дискретные полосы частот (при использовании C-SC-FDMA) настоящее изобретение может уменьшить ISI, обусловленную потерей ортогональности матрицы DFT.

КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ

Фиг.1 - блок-схема терминала, соответствующего варианту 1 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.2 - диаграмма, показывающая обработку с использованием DFT, соответствующую варианту осуществления 1 настоящего изобретения;

Фиг.3 - схема, показывающая пример матрицы DFT, соответствующей варианту 1 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.4A - схема, показывая соотношение частичной ортогональности, соответствующее варианту 1 осуществления настоящего изобретения (когда |I| = 1);

Фиг.4B - схема, показывающая соотношение частичной ортогональности, соответствующее варианту 1 осуществления настоящего изобретения (когда |I| = 2);

Фиг.4C - схема, показывающая соотношение частичной ортогональности, соответствующее варианту 1 осуществления настоящего изобретения (когда |I| = 3);

Фиг.5A - схема процесса деления и процесса отображения в соответствии с вариантом 1 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.5B - схема, показывающая сигнал после FDE в соответствии с вариантом 1 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.5C - схема, показывающая сигнал после объединения в соответствии с вариантом 1 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.6 - схема, показывающая соотношение ортогональности векторов столбцов в соответствии с вариантом 1 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.7 - схема, показывающая соотношение ортогональности векторов столбцов в соответствии с вариантом 1 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.8 - схема, показывающая обработку с чередованием частот в соответствии с вариантом 1 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.9 - блок-схема терминала, соответствующая варианту 2 осуществления 2 настоящего изобретения;

Фиг.10A - процесс предварительного кодирования в соответствии с вариантом 2 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.10B - процесс предварительного кодирования в соответствии с вариантом 2 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.11 - процесс обработки, использующий FSTD в соответствии с вариантом 2 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.12 - процесс обработки, использующий FSTD в соответствии с вариантом 3 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.13 - процесс обработки, использующий FSTD в соответствии с вариантом 3 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.14 - взаимосвязь между множителем и размером кластера в соответствии с вариантом 4 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.15 - блок-схема терминала в соответствии с вариантом 5 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.16 - блок-схема базовой станции в соответствии с вариантом 5 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.17A - процесс смещения в соответствии с вариантом 5 осуществления настоящего изобретения (когда z=0);

Фиг.17B - процесс смещения в соответствии с вариантом 5 осуществления настоящего изобретения (когда z=3);

Фиг.18A - выходной сигнал DFT в соответствии с вариантом 5 осуществления 5 настоящего изобретения;

Фиг.18B - процесс смещения в соответствии с вариантом 5 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.18C - процесс деления и процесс отображения в соответствии с вариантом 5 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.19 - блок-схема терминала в соответствии с вариантом 5 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.20 - блок-схема терминала в соответствии с вариантом 6 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.21A - выходной сигнал DFT в соответствии с вариантом 6 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.21B - процесс смещения в соответствии с вариантом 6 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.21C - процесс деления и процесс отображения в соответствии с вариантом 6 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.22A - выходной сигнал DFT в соответствии с вариантом 6 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.22B - процесс смещения в соответствии с вариантом 6 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.22C - процесс деления и процесс отображения в соответствии с вариантом 6 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.23 - блок-схема терминала в соответствии с вариантом 7 осуществления 7 настоящего изобретения;

Фиг.24 - процесс частотного смещения и процесс отображения в соответствии с вариантом 7 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.25 - процесс частотного смещения и процесс отображения в соответствии с вариантом 7 осуществления настоящего изобретения; и

Фиг.26 - процесс смещения в соответствии с вариантом 8 осуществления настоящего изобретения.

ОСУЩЕСТВЛЕНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ

Здесь далее варианты осуществления настоящего изобретения будут описаны подробно со ссылкой на сопроводительные чертежи. Ниже будет описан случай, в котором терминал, снабженный устройством радиосвязи, соответствующим настоящему изобретению, передает сигнал C-SC-FDMA на базовую станцию.

ВАРИАНТ 1 ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ

На Фиг.1 представлена конфигурация терминала 100, соответствующая настоящему варианту осуществления.

В терминале 100 радиоприемная секция 102 принимает сигнал управления, переданный от базовой станции (не показана) через антенну 101, применяет обработку, используемую при приеме, такую как преобразование вниз по частоте и аналого-цифровое (A/D) преобразование, к управляющему сигналу и выводит управляющий сигнал, подвергнутый обработке, используемой при приеме, в секцию 103 демодуляции. Этот управляющий сигнал содержит информацию о частотных ресурсах, показывающую частотные ресурсы восходящей линии связи, выделенные каждому терминалу, и информацию MCS, показывающую схему MCS (схема модуляции и кодирования канала), установленную на каждом терминале.

Секция 103 демодуляции демодулирует управляющий сигнал и выводит демодулированный управляющий сигнал в секцию 104 декодирования.

Секция 104 декодирования декодирует управляющий сигнал и выводит декодированный управляющий сигнал в секцию 105 выделения.

Секция 105 выделения выделяет информации о частотных ресурсах, направленную терминалу 100, введенную в управляющий сигнал, поступающий от секции 104 декодирования, и выводит выделенную информацию о частотных ресурсах на секцию 106 управления.

Секция 106 управления принимает информацию о категории терминала, содержащую размер DFT (количество точек DFT) матрицы DFT, которая будет использоваться в секции 110 DFT, и информацию о состоянии частичной ортогональности, показывающую состояние частичной ортогональности сигнала C-SC-FDMA, как входную информацию, а также принимает информацию о частотных ресурсах, сообщенную от секции 105 выделения базовой станции, как входную информацию.

Секция 106 управления вычисляет количество кластеров, создаваемых секцией 111 деления посредством деления сигнала SC-FDMA (то есть, выходного сигнала DFT секции 110), и размер кластеров, показывающий ширину полосы каждого кластера, основываясь на информации о размере DFT (информации о категории), показывающей размер DFT терминала, информации о состоянии частичной ортогональности и информации о частотных ресурсах, сообщаемой от базовой станции. Предположим, что между опорным пунктом и терминалом заранее определяется, что когда сигнал (спектр) SC-FDMA делится на множество кластеров, сигнал (спектр) SC-FDMA делится по порядку от более низких частот спектра (меньшее количество выходных точек секции 110 DFT) или от участка более высоких частот спектра (большее количество выходных точек секции 110 DFT). Секция 106 управления вычисляет частотные ресурсы, в которые отображаются сигналы C-SC-FDMA (множество кластеров) терминала 100, основываясь на вычисленном количестве кластеров и размере кластеров. Например, секция 106 управления вычисляет частотные ресурсы, в которые отображаются кластеры по порядку от кластера с более низкой частотой (кластер с меньшим количеством выходных точек секции 110 DFT) или от кластера с более высокой частотой (кластер с большим количеством выходных точек секции 110 DFT) множества кластеров, созданных при делении. Секция 106 управления затем вводит информацию о кластерах, содержащую вычисленное количество кластеров и размер кластеров, в секцию 111 деления и выводит в секцию 112 отображения информацию об отображении, показывающую частотные ресурсы, в которые отображаются сигналы C-SC-FDMA (множество кластеров) терминала 100.

Секция 107 кодирования кодирует битовую последовательность передачи и выводит кодированную битовую последовательность передачи в секцию 108 модуляции.

Секция 108 модуляции модулирует битовую последовательность передачи, полученную от секции 107 кодирования, чтобы создать последовательность символов, и выводит созданную последовательность символов в секцию 109 мультиплексирования.

Секция 109 мультиплексирования мультиплексирует пилот-сигналы и последовательность символов, поступающую из секции 108 модуляции. Секция 109 мультиплексирования выводит последовательность символов, мультиплексированных с пилот-сигналами, в секцию 110 DFT. Например, в качестве пиолот-сигналов может использоваться, например, последовательность CAZAC (постоянной амплитуды, с нулевой автокорреляцией). Дополнительно, хотя на Фиг.1 принята конфигурация, в которой пилот-сигналы и символьная последовательность мультиплексируются перед процессом обработки с использованием DFT, конфигурация, в которой пилот-сигналы и символьная последовательность мультиплексируются после применения процесса обработки с использованием DFT, также может быть принята.

Секция DFT 110 создает сигналы в частотной области (сигналы SC-FDMA), применяя обработку с использованием DFT к последовательности временных символов, приходящей из секции 109 мультиплексирования, используя матрицу DFT. Секция 110 DFT выводит созданные сигналы (спектр) SC-FDMA в секцию 111 деления.

Секция 111 деления делит сигнал (спектр) SC-FDMA, приходящий из секции 110 DFT, на множество кластеров в соответствии с количеством кластеров и размером кластеров, указанными в информации о кластерах, приходящей из секции 106 управления. Для большей конкретности, секция 111 деления создает множество кластеров делением сигнала (спектра) SC-FDMA с шириной полосы (частично ортогональной шириной полосы), соответствующей длине (векторной длине) некоторых из множества векторов столбцов, составляющих матрицу DFT, используемую в секции 110 DFT, и частично ортогональных друг другу. Секция 111 деления затем выводит сигналы C-SC-FDMA, состоящие из множества созданных кластеров, в секцию 112 отображения. Подробности способа деления сигнала (спектра) SC-FDMA в секции 111 деления будут описаны далее.

Секция 112 отображения отображает сигналы C-SC-FDMA (множества кластеров), приходящие из секции 111 деления, в частотные ресурсы (поднесущие или RB), основываясь на информации об отображении, приходящей из секции 106 управления. Например, секция 112 отображения отображает множество кластеров, составляющих сигналы C-SC-FDMA, во множество дискретных полос частот, соответственно. Секция 112 отображения затем выводит сигналы C-SC-FDMA, отображенные в частотные ресурсы, в секцию 113 IFFT.

Секция 113 IFFT создает сигнал C-SC-FDMA во временной области, выполняя IFFT на множестве полос частот, приходящих из секции 112 отображения, в которые отображаются сигналы C-SC-FDMA. Здесь секция 113 IFFT вводит нули в полосы частот, кроме множества полос частот, в которые отображаются сигналы C-SC-FDMA (множество кластеров). Секция 113 IFFT затем выводит сигнал C-SC-FDMA во временной области в секцию 114 вставки CP (циклического префикса).

Секция 114 вставки CP добавляет тот же самый сигнал, что и тот, который находится в конце сигнала C-SC-FDMA, приходящего из секции 113 IFFT, в начальную часть сигнала C-SC-FDMA в качестве CP.

Секция 115 радиопередачи применяет процесс обработки при передаче, такой как цифроаналоговое (D/A) преобразование, усиление и преобразование вверх по частоте, к сигналу C-SC-FDMA и передает сигнал, подвергнутый процессу обработки при передаче, на базовую станцию через антенну 101.

С другой стороны, базовая станция выполняет процесс обработки с использованием веса FDE для сигналов C-SC-FDMA (множества кластеров), переданных от каждого терминала, и после процесса обработки с использованием FDE объединяет сигналы C-SC-FDMA (множество кластеров) в частотной области. Базовая станция получает сигнал во временной области, применяя процесс обработки с использованием IDFT к объединенному сигналу C-SC-FDMA.

Дополнительно, базовая станция создает информацию о качестве канала (например. CQI: индикатор качества канала) каждого терминала, измеряя SINK (отношение сигнал/помеха плюс мощность шума) для каждой ширины полосы (например, поднесущей) между каждым терминалом и базовой станцией, используя управляющие сигналы, передаваемые от каждого терминала. Базовая станция затем планирует распределение частотных ресурсов восходящей линии связи (например, PUSCH) каждого терминала, используя показатели CQI и QoS (качество обслуживания) и т.п. множества терминалов. Базовая станция затем сообщает каждому терминалу информацию о частотных ресурсах, показывающую результат распределения частотных ресурсов восходящей линии связи (то есть, результат планирования) каждого терминала. Например, PF (пропорциональное равноправие) может использоваться в качестве алгоритма, используемого, когда базовая станция выделяет частотные ресурсы каждому терминалу.

Дополнительно, базовая станция управляет количеством кластеров и размером кластеров, используя размер DFT и состояние частичной ортогональности, как в случае секции 106 управления терминала 100, и объединяет сигналы C-SC-FDMA (множество кластеров), основываясь на количестве кластеров и размере кластеров.

Далее будут описаны подробности способа деления сигнала (спектра) SC-FDMA секцией 111 деления.

Здесь, сигнал SC-FDMA, являющийся выходным сигналом секции 110 DFT, определяется, применяя ортогональное частотное расширение к каждому символу последовательности символов в ширине полосы, соответствующей размеру DFT (длине вектора столбцов) матрицы DFT, и кодовое мультиплексирование каждого символа после ортогонального частотного расширения. Здесь, полагая, что размер DFT равен N, матрица DFT, используемая в секции 110 DFT, может быть выражена как матрица размера N×N F= [f₀, f₁..., f_N-i]. Дополнительно, f_i (i=0-(N-1)) является вектором столбца N×1, имеющим (1/√N)exp(-j2π(i*k)/N) (k=0-(N-1)) в качестве k-го элемента.

Кроме того, все векторы столбцов f_i(i=0-(N-1) в матрице DFT размера N являются ортогональными друг другу. То есть, секция 110 DFT умножает символы N (например, символы №0-№(N-1)), образуя последовательность символов из соответствующих векторов столбцов f_i(i=0-(N-1)) матрицы DFT, и, таким образом, делает все символы (символы №0-№(N-1)), ортогональные друг другу в ортогональной ширине полосы (то есть, полосе частот, в которую отображаются символы N), соответствующими длине N вектора столбцов.

Например, в случае размера DFT N=8, последовательность символа, составленная из восьми символов от №0 до №7, как показано в верхней части Фиг.2, приходит в секцию 110 DFT. Как показано в нижней части Фиг.2, секция 110 DFT расширяет по частоте символы №0-№7 с использованием векторов столбцов f₀-f_y матрицы DFT, соответственно. Секция 110 DFT затем выполняет кодовое мультиплексирование расширенных по частоте символов №0 - №7. Это позволяет сигналу SC-FDMA, имеющему ортогональную ширину полосы, получить соответствующую матрицу DFT размера N. Дополнительно, на Фиг.3 показан пример матрицы DFT, когда размер матрицы DFT N=8. Таким образом, вектор столбцов f_i (i=0-7) является вектором столбцов 8x1, который имеет (1/√8)exp(-j2π(i*k)/8) в качестве k-го элемента (где k=0-7). Дополнительно, векторы столбцов f₀-f₇ являются ортогональными друг другу в матрице DFT размера N=8.

Здесь, вектор f_i столбца матрицы F DFT является не только ортогональным ко всем другим векторам столбцов в матрице DFT размера N, но также и частично ортогональным к некоторым другим векторам столбцов векторной длины N' (где N'<N), которые меньше, чем размер N матрицы DFT (векторные длины столбцов). Для большей конкретности, существует соотношение, показанное в приведенном ниже уравнении 1 (условие частичной ортогональности) между длиной N' вектора, когда два произвольных различных вектора f_i и f_i' столбцов (где i'≠i) множества векторов столбцов, составляющих матрицу DFT, частично ортогональны друг другу, и размером N DFT (длина вектора столбцов) матрицы F DFT. Здесь, I - ненулевое целое число, удовлетворяющее соотношению |I|<|i-i'|.

N ' = | I | | i − i ' | N

(Уравнение 1)

Условие частичной ортогональности вектора f₁ столбца (то есть, i=1) и вектора f₅ столбца (то есть, i'=5), показанное на Фиг.3, будет описано в качестве примера. Поскольку |I|<i-i'|=|-4|=4, |I| принимает одно из значений 1, 2 и 3.

Когда |I| = 1, то, согласно уравнению 1, векторная длина N'=2. Таким образом, как показано на Фиг.4A, вектор f₁ столбца и вектор f₅ столбца являются частично ортогональными при векторной длине N'=2, то есть, между двумя элементами. Например, как показано на Фиг.4A, вектор f₁ столбца и вектор f₅ столбца являются частично ортогональными между двумя элементами: 0-м (k=0) элементом и первым (k=1) элементом, являются частично ортогональными между двумя элементами: вторым (k=2) элементом и третьим (k=3) элементом. То же самое относится к четвертому (k=4)-седьмому (k=7) элементам.

Аналогично, когда |I|=2, из уравнения 1 векторная длина N'=4. Таким образом, как показано на Фиг.4B, вектор f₁ столбца и вектор f₅ столбца являются частично ортогональными при векторной длине N'=4, то есть, между четырьмя элементами. Например, как показано на Фиг.4B, вектор f₁ столбца и вектор f₅ столбца являются частично ортогональными между четырьмя элементами, с 0-го (k=0) элемента по третий (k=3) элемент, и частично ортогональными между четырьмя элементами, с четвертого (k=4) элемента по седьмой (k=7) элемент.

Дополнительно, когда |I| = 3, то, согласно уравнению 1, векторная длина N'=6. Таким образом, как показано на Фиг.4C, вектор f₁ столбца и вектор f₅ столбца являются частично ортогональными при векторной длине N'=6, то есть, между шестью элементами. Например, как показано на Фиг.4C, вектор f₁ столбца и вектор f₅ столбца являются частично ортогональными между шестью элементами, с 0-го (k=0) элемента по пятый (k=5) элемент, и частично ортогональными между шестью элементами, со второго (k=2) элемента по седьмой (k=7) элемент.

Здесь, ширина B полосы (то есть, ортогональная ширина полосы матрицы DFT), соответствующая размеру N матрицы DFT, представляется как N*B_sub. Здесь, B_sub означает ортогональный частотный интервал (интервал поднесущих). Точно так же, частично ортогональная ширина полосы B', соответствующая векторной длине N' (где N'<N), где вектор f₁ столбца и вектор f₅ столбца являются частично ортогональными друг другу, представляется как N'*B_sub. Таким образом, соотношение (условие частичной ортогональности) между ортогональной шириной полосы матрицы DFT, то есть, общей шириной полосы (ортогональной шириной полосы) B, используемой для передачи сигнала SC-FDMA, и частично ортогональной шириной полосы B' может быть выражено следующим уравнением 2

B ' = N ' B s u b = | I | | i − i ' | N B s u b = | I | | i − i ' | B

(Уравнение 2)

Таким образом, не только векторы f_i (i=0-(N-1)) столбцов являются ортогональными друг другу при размере N матрицы DFT, но также существуют векторы столбцов, имеющие ортогональное соотношение для векторной длины N', которая меньше, чем размер N матрицы DFT.

Как описано выше, когда сигнал SC-FDMA делится на множество кластеров, соответствующие кластеры отображаются в дискретные полосы частот и поэтому, вероятно, в точке объединения кластеров должно происходить резкое изменение (точка разрыва) коэффициента усиления в канале коррекции. С другой стороны, при выполнении процесса обработки с использованием FDE изменение коэффициента усиления в канале коррекции в каждом кластере становится более медленным. То есть, даже когда происходит резкое изменение коэффициента усиления в канале коррекции (точка разрыва) (когда ортогональность матрицы DFT в ортогональной ширине полосы матрицы DFT теряется), возможно снизить ISI, поддерживая ортогональность внутри кластеров.

Таким образом, в настоящем варианте осуществления, секция 111 деления делит сигнал (спектр) SC-FDMA с частично ортогональной шириной полосы B'(=N'*B_sub), соответствующей векторной длине N', имеющей частично ортогональное соотношение с длиной N вектора столбцов матрицы DFT.

Здесь далее будут описаны способы 1-1-1-4 деления сигнала SC-FDMA.

Способ 1-1 деления

В соответствии с настоящим способом деления, секция 111 деления делит сигнал SC-FDMA с частично ортогональной шириной полосы B'(=N'*B_sub), соответствующей векторной длине N', вычисленной согласно уравнению 1.

В последующих описаниях предполагается, что количество кластеров равно 2, размер одного кластера является частично ортогональной шириной полосы B', которая удовлетворяет уравнению 2 (или уравнению 1), и размер другого кластера является разностной шириной полосы B"(=B-B') между ортогональной шириной полосы B и частично ортогональной шириной полосы B'. Дополнительно, предположим, что размер N DFT равен 8.

Таким образом, секция 111 деления делит сигнал (спектр) SC-FDMA, приходящий из секции 110 DFT, на два кластера; кластер №0 и кластер №1, как показано на Фиг.5A. Для большей конкретности, секция 111 деления делит сигнал SC-FDMA, имеющий ортогональную ширину полосы B, с использованием частично ортогональной ширины полосы B', вычисленной согласно уравнению 2. Другими словами, секция 111 деления делит сигнал SC-FDMA с частично ортогональной шириной полосы B', соответствующей векторной длине N', вычисленной согласно уравнению 1. Таким образом, секция 111 деления создает кластер №0, имеющий частично ортогональную ширину полосы B', и кластер №1, имеющий ширину полосы B"(=B-B'), являющуюся разностью между ортогональной шириной полосы B и частично ортогональной шириной полосы B'.

Как показано на Фиг.5A, секция 112 отображения затем отображает кластер №0 и кластер №1 в две дискретные полосы частот, соответственно.

С другой стороны, базовая станция принимает сигнал C-SC-FDMA, составленный из кластера №0 и кластера №1, показанный на Фиг.5A. Базовая станция применяет процесс обработки с использованием FDE к сигналу C-SC-FDMA, и, таким образом, после обработки с использованием FDE получается сигнал C-SC-FDMA, как показано на Фиг.5B. Базовая станция затем объединяет кластер №0 и кластер №1, прошедшие обработку с использованием FDE, показанные на Фиг.5B, и, таким образом, создает сигнал, имеющий ортогональную ширину полосы B(=B' +B") матрицы DFT, как показано на Фиг.5C.

Как показано на Фиг.5C, изменение коэффициента усиления в канале коррекции терпит разрыв в точке объединения между кластером №0 и кластером №1. С другой стороны, изменение коэффициента усиления в канале коррекции в каждом кластере является медленным. Таким образом, в кластере №0 ISI между мультиплексированными символами, соответствующими векторам f_i и f_i', которые удовлетворяют уравнению 2 или уравнению 1 (то есть, между частично ортогональными мультиплексированными символами), снижается. Таким образом, в кластере №0 (то есть, кластере, имеющем частично ортогональную ширину полосы B'), возможно снизить ISI, вызванную значительным изменением коэффициента усиления в канале коррекции в точке объединения (точка деления сигнала SC-FDMA) между кластером №0 и кластером №1.

Таким образом, в соответствии с представленным способом деления, хотя изменение коэффициента усиления в канале коррекции терпит разрыв в точке объединения множества кластеров, возможно понизить потерю ортогональности между мультиплексированными символами в кластере, имеющем частично ортогональную ширину полосы. Поэтому, в соответствии с настоящим способом деления, возможно понизить ISI, вызванную резким изменением коэффициента усиления в канале коррекции, даже когда сигнал SC-FDMA делится на множество кластеров.

Способ l-2 деления

В соответствии с представленным способом деления, секция 111 деления делит сигнал SC-FDMA с использованием частично ортогональной ширины полосы B', соответствующей векторной длине N', для которой (|I|/|i-i'|)^-1 в уравнении 1 равно 2 или больше и меньше, чем N, и в то же время с использованием одного из делителей N.

Ниже это будет описано более конкретно. Здесь предположим, что размер N DFT равен 12 и количество кластеров равно 2.

Когда N=12, делителями для N=12, равными 2 и больше и меньшими 12, являются 2, 3, 4 и 6. Таким образом, секция 111 деления выбирает один из делителей (|I|/|i-i'|)^-1 =2, 3, 4, 6, который является обратной величиной (|I|/|i-i'|), показанной в уравнении 1. То есть, секция 111 деления выбирает одну из векторных длин N'=6, 4, 3 и 2 согласно уравнению 1. То есть, вектор f_i столбца и вектор f_i' столбца, которые удовлетворяют выражению (|I|/|i-i'|)=l/2, 1/3, 1/4 и 1/6, соответственно, в уравнении 1, являются частично ортогональными при векторных длинах N'=6, 4, 3 и 2, соответственно.

Когда, например, деление вектора столбца f_i (i=0-11) с использованием векторной длины N' =6 (то есть, когда (|I|/|i-i'|)^-1=2), секция деления 111 предполагает, что векторная длина N' кластера №0 должна равняться 6, и предполагает, что векторная длина N" кластера №1 должна равняться 6 (=N-N'= 12-6). То есть, секция 111 деления делит сигнал SC-FDMA, имеющий ортогональную ширину полосы B(=N*B_sub=12B_sub), на кластер №0, имеющий частично ортогональную ширину полосы B'(=N'*B_sub=6B_sub), и кластер №1, имеющий ширину полосы B"(=N"*B_sub=6B_sub). То же самое применяется к случаям, когда векторная длина N'=4, 3, 2.

Таким образом, комбинация (N', N") векторных длин двух кластеров (кластер №0 и кластер №1), содержащая кластер с векторной длиной N', вычисленной, используя представленный способ деления, является одной из следующих: (6, 6), (4, 8), (3, 9) и (2, 10). То есть, все комбинации векторных длин двух кластеров являются целыми числами. Поэтому, хотя размер DFT (количество точек DFT) матрицы DFT принимает целочисленное значение от 0 до N-1, векторная длина N' и векторная длина N" = (N-N'), которые делят вектор f_i столбца, могут всегда быть целочисленными значениями, не становясь дробными. Другими словами, частично ортог