Способ измерения угла крена летательного аппарата и устройство для его реализации

Способ измерения угла крена летательного аппарата и устройство для его реализации

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Изобретение относится к радионавигации и может использоваться в пилотажно-навигационных системах ориентации летательного аппарата (ЛА), например, при заходе ЛА на посадку по приборам.

Известные способы и устройства измерения угла крена ЛА основаны на использовании инерциальных систем навигации, в частности гироскопических систем ориентации [1-4]. Таким способам измерения и устройствам, их реализующих, присущ ряд недостатков. Во-первых, с течением времени происходит постоянное накапливание ошибки измерений и за один час полета она составляет величину единицы градусов [2-3]. Во-вторых, если ЛА развивает значительные перегрузки, то происходит увеличение собственной скорости прецессии гироскопа, что в ряде случаев может привести к полной потере его работоспособности [2].

Поскольку известные способы измерения угла крена ЛА и устройства, их реализующие, основаны на другом физическом принципе, по сравнению с заявляемым, то они не могут рассматриваться в качестве аналогов, так как не имеют общих признаков.

Сущность заявляемого способа измерения угла крена ЛА заключается в следующем.

Из точки с известными координатами излучают горизонтально линейно

поляризованные электромагнитные волны, вектор напряженности электрического поля E → которых совпадает с горизонтальной плоскостью, и совместно с нормалью к этой плоскости образуют неподвижную декартовую прямоугольную систему прямоугольных координат.

На борту ЛА приемная антенна принимает электромагнитные волны в круговом ортогональном синфазном поляризационном базисе, в котором осуществляется одновременное разделение принятых электромагнитных волн на две ортогонально поляризованные по кругу составляющие правого E → R и левого E → L направления вращения вектора напряженности электрического поля E → . После чего одновременно измеряют разность фаз между ними Δφ_RL=φ_R-φ_L и по измеренной разности фаз Δφ_RL рассчитывают угол крена γ ЛА между поперечной осью ЛА и горизонтальной плоскостью.

Очевидно, что для измерения угла крена γ ЛА необходимо установить связь между разностью фаз Δφ_RL ортогонально поляризованных по кругу волн правого E → R и левого E → L направления вращения составляющих вектора электрического поля E → и углом крена ЛА.

Для установления этой связи воспользуемся известным [5-8] формализмом векторов и матриц Джонса.

Поскольку прием электромагнитных волн на борту ЛА производится в собственном круговом поляризационном базисе, где происходит разделение принятых электромагнитных волн на две волны круговой поляризации с противоположным направлением вращения, представим для наглядности излучаемую горизонтально линейно поляризованную электромагнитную волну в линейном ортогональном поляризационном базисе в виде суммы таких волн. Тогда получим:

E ˙ → = [ E ˙ x E ˙ y ] ⋅ e j ω t = [ E m x 2 e j ω t E m x 2 e j ( ω t − π 2 ) ] + [ E m x 2 e j ω t E m x 2 e j ( ω t + π 2 ) ] ,                                                                                                     ( 1 )

где E ˙ x , E ˙ y - комплексные амплитуды двух проекций электрического поля E → на оси декартовой системы прямоугольных координат,

ω - круговая частота,

t - время.

Анализируя (1), видим, что первая группа составляющих представляет собой электромагнитную волну, поляризованную по кругу с левым направлением вращения E → L вектора электрического поля, в то время как вторая группа составляющих представляет волну, поляризованную по кругу с правым E → R направлением вращения вектора электрического поля. При этом необходимо отметить, что направление вращения поляризации определено с точки зрения наблюдателя, рассматривающего волну против ее распространения. Подставляя в (1) t=0 и E m x = 1 , а также используя формализм векторов Джонса [5-8], получим выражение для вектора Джонса E → ˙ излучаемых электромагнитных волн в линейном ортогональном поляризационном базисе в виде:

E → = [ 1 0 ] = 1 2 { [ 1 − j ] + [ 1 j ] } .                                                                                                       ( 2 )

Тогда вектор Джонса принимаемой линейно горизонтально поляризованной электромагнитной волны (2), заданной своими проекциями в линейном поляризационном базисе суммой двух волн, поляризованных по кругу с противоположным направлением вращения вектора электрического поля, может быть определен на борту ЛА, имеющего положительный +γ или отрицательный -γ крен, при переходе в круговой синфазный ортогональный поляризационных базис на входе приемника в виде:

E → ˙ R L = [ E ˙ → L E ˙ → R ] = 1 2 ⋅ [ 1 j 1 − j ] ⋅ [ − cos γ ± sin γ ∓ sin γ cos γ ] ⋅ E → ,                                                                     ( 3 )

где E → ˙ = 1 2 { [ 1 − j ] + [ 1 j ] } - вектор Джонса E → ˙ излучаемых электромагнитных волн, заданный своими проекциями в линейном ортогональном поляризационном базисе в виде суммы двух волн, поляризованных по кругу с противоположным направлением вращения,

[ − cos γ ± sin γ ∓ sin γ cos γ ] - оператор перехода из линейного поляризационного базиса, в котором записан вектор Джонса E → излучаемых электромагнитных волн, в линейный поляризационный базис, повернутый на произвольный угол крена ±γ относительно исходного,

±γ - соответствует положительному углу крена ЛА, когда его правое крыло или поперечная ось находится ниже горизонтальной плоскости,

-γ - соответствует отрицательному углу крена ЛА, когда его правое крыло или поперечная ось находится выше горизонтальной плоскости,

[ 1 j 1 − j ] - оператор перехода из линейного поляризационного базиса повернутого на произвольный угол крена ±γ относительно исходного в синфазный круговой поляризационный базис, в котором базисные единичные векторы соответствуют волнам с левой и правой круговой поляризацией, электрические векторы которых в момент времени t=0 совпадают с направлением вектора электрического поля E → .

После преобразований получим аналитические выражения для ортогонально поляризованных по кругу составляющих правого E → ˙ R и левого E → ˙ L направления вращения вектора электрического поля E → на входе приемника в виде:

E → ˙ L = 1 2 2 ⋅ [ 1 j 1 − j ] ⋅ [ − cos γ ± sin γ ∓ sin γ cos γ ] ⋅ [ 1 − j ] ,                                                                     ( 4 )

E → ˙ R = 1 2 2 ⋅ [ 1 j 1 − j ] ⋅ [ − cos γ ± sin γ ∓ sin γ cos γ ] ⋅ [ 1 − j ] .                                                                     ( 5 )

Подставляя в (4) и (5) значения +γ, получим соответственно выражения для E → ˙ L , и E → ˙ R на входе приемника в виде:

E → ˙ L = 1 2 ( cos γ − j sin γ ) ,                           ( 6 )

E → ˙ R = 1 2 ( cos γ + j sin γ ) .                           ( 7 )

Используя известные соотношения [7], амплитуды A_L и A_R, а также фазы φ_L и φ_R ортогонально поляризованных по кругу составляющих E ˙ L и E ˙ R на выходе приемника имеют вид:

A L = 1 2 ,                     ( 8 )

ϕ L = − a r c t g sin γ cos γ ,                   ( 9 )

A R = 1 2 ,                     ( 10 )

ϕ R = − a r c t g sin γ cos γ ,                   ( 11 )

а их разность фаз после преобразований имеет вид:

Δ ϕ R L = ϕ R − ϕ L = 2 γ ,                                                                                 ( 12 )

откуда следует, что

γ = Δ ϕ R L 2 .                                                                                         ( 13 )

Из анализа (8) и (10) следует, что амплитуды A_L и A_R ортогонально поляризованных по кругу составляющих E ˙ L и E ˙ R на выходе приемника равны между собой A_L=A_R и не зависят от угла крена γ ЛА. В то же время из анализа (13) видно, что наличие фазового сдвига между ортогональными волнами круговой поляризации обусловлено углом крена γ ЛА.

Подставляя в (4) и (5) или в (6) и (7) значение -γ, получим выражения для E ˙ L и E ˙ R на входе приемника в виде:

E → ˙ L = 1 2 ( cos γ + j sin γ ) ,                           ( 14 )

E → ˙ R = 1 2 ( cos γ − j sin γ ) ,                           ( 15 )

Соответственно амплитуды A_L и A_R, а также фазы φ_L и φ_R ортогонально поляризованных по кругу составляющих E ˙ L и E ˙ R на выходе имеют вид:

A L = 1 2 ,                     ( 16 )

ϕ L = − a r c t g sin γ cos γ ,                   ( 17 )

A R = 1 2 ,                     ( 18 )

ϕ R = − a r c t g sin γ cos γ ,                   ( 18 )

а их разность фаз после преобразований имеет вид:

Δ ϕ R L = ϕ R − ϕ L = − 2 γ ,                                                                                 ( 19 )

откуда следует, что

γ = − Δ ϕ R L 2 .                                                                                         ( 20 )

Из анализа (16) и (18) следует, что на выходе приемника амплитуды A_L и A_R ортогонально поляризованных по кругу составляющих E ˙ L и E ˙ R для отрицательных углов крена -γ также равны между собой A_L=A_R и не зависят от угла крена γ ЛА. В то же время разность фаз Δφ_RL (20) определяется углом крена γ ЛА. Сравнивая (13) и (20), окончательно имеем выражение для определения угла крена γ ЛА в виде:

γ = ± Δ ϕ R L 2 ,                                                                                         ( 21 )

где «+» - соответствует положительному углу крена γ, когда правое крыло или поперечная ось ЛА находится ниже горизонтальной плоскости,

«-» - соответствует отрицательному углу крена ЛА, когда его правое крыло или поперечная ось находится выше горизонтальной плоскости,

Δφ_RL=φ_R-φ_L - разность фаз между ортогонально поляризованными по кругу волнами E ˙ L и E ˙ R .

Таким образом, проводя сравнительный анализ полученных выражений (12) и (19), видим, что при появлении крена ЛА возникает одновременно фазовый сдвиг между ортогонально поляризованными по кругу составляющими E ˙ L и E ˙ R на входе приемной антенны, что неизменно приводит к изменению угла ориентации вектора напряженности электрического поля E → принимаемых на борту ЛА электромагнитных волн, или, иначе говоря, одновременно изменяется ориентация плоскости поляризации принимаемых электромагнитных волн. Последнее определяет физическую основу для определения угла крена ЛА по измеренной на выходе приемника разности фаз Δφ_RL между ортогонально поляризованными по кругу составляющими E ˙ L и E ˙ R .

Использование заявляемой совокупности признаков для измерения угла крена ЛА в известных решениях автором не обнаружено.

На фиг.1 представлена структурная электрическая схема устройства, реализующего предложенный способ измерения угла крена ЛА.

Устройство содержит передатчик 1 и передающую антенну 2, расположенные в точке с известными координатами. На борту ЛА устройство содержит приемную антенну 3, секцию круглого волновода со встроенной четвертьволновой фазовой пластиной 4, линейный поляризационный разделитель 5, фазовый угловой дискриминатор 6 и индикатор 7.

На фиг.2 представлена структурная электрическая схема фазового углового дискриминатора 6, включающего в себя первый и второй смесители частоты 8 и 9, первый усилитель промежуточной частоты (УПЧ) с ограничением по амплитуде 10, гетеродин 11, второй усилитель промежуточной частоты (УПЧ) с ограничением по амплитуде 13, фазовращатель на 90° 12, фазовый детектор 14.

Устройство работает следующим образом.

Передатчик 1 через передающую антенну 2 излучает в направлении ЛА горизонтально линейно поляризованные электромагнитные волны, вектор напряженности электрического поля Е которых совпадает с горизонтальной плоскостью и задан своими проекциями в линейном поляризационном базисе суммой двух волн, ортогонально поляризованных по кругу в виде (2).

На борту ЛА, имеющего в общем случае положительный +γ либо отрицательный -γ угол крена, электромагнитные волны, вектор Джонса которых имеет вид (2), принимаются приемной антенной 3 и поступают на последовательно соединенные секцию круглого волновода со встроенной во внутрь четвертьволновой фазовой пластиной 4 и линейный поляризационный разделитель 5, выполненный в виде перехода с круглого волновода на два ортогонально расположенных по отношению друг к другу прямоугольных волноводов, орты собственной системы координат которого совпадают с осями плеч прямоугольных волноводов и совпадают также с вертикальной и поперечной осями ЛА соответственно. Причем четвертьволновая фазовая пластина ориентирована под углом θ=-45° к одной из стенок прямоугольного волновода линейного поляризационного разделителя 5. Сочетание секции круглого волновода со встроенной во внутрь четвертьволновой фазовой пластиной 4 и линейного поляризационного разделителя 5 позволяет, как известно [7], осуществить на борту ЛА прием электромагнитных волн в круговом поляризационном базисе и, таким образом, разделить поступающие на вход электромагнитные волны, вектор Джонса которых задан в виде (2), на две ортогонально поляризованные по кругу волны. В этом случае сигналы на выходах плеч линейного поляризационного разделителя 5 определяются с помощью преобразований вида:

E ˙ → x = [ 1 0 0 0 ] ⋅ [ cos θ sin θ − sin θ cos θ ] ⋅ [ 1 0 0 j ] ⋅ [ cos θ − sin θ sin θ cos θ ] ⋅ [ cos γ ± sin γ ∓ sin γ cos γ ] ⋅ E → ,               ( 22 )

E ˙ → y = [ 0 0 0 1 ] ⋅ [ cos θ sin θ − sin θ cos θ ] ⋅ [ 1 0 0 j ] ⋅ [ − cos θ − sin θ sin θ cos θ ] ⋅ [ cos γ ± sin γ ∓ sin γ cos γ ] ⋅ E → ,               ( 23 )

где E → ˙ = 1 2 { [ 1 − j ] + [ 1 j ] } - вектор Джонса E → излучаемых электромагнитных волн, заданный своими проекциями в линейном поляризационном базисе в виде суммы двух волн, ортогонально поляризованных по кругу,

[ cos γ ± sin γ ∓ sin γ cos γ ] - оператор перехода из линейного поляризационного оазиса, в котором записан вектор Джонса E → излучаемых электромагнитных волн, в линейный поляризационный базис, повернутый на произвольный угол крена ±γ относительно исходного,

[ 1 0 0 − j ] - оператор Джонса четвертьволновой фазовой пластины, записанный в собственной системе координат, в которой он имеет диагональный вид,

[ cos θ sin θ − sin θ cos θ ] - обратный оператор перехода из собственной системы координат четвертьволновой фазовой пластины в опорную систему координат, в которой представлен вектор Джонса E → излучаемых электромагнитных волн,

[ 1 0 0 0 ] - оператор первого плеча линейного поляризационного разделителя (переход с круглого волновода на прямоугольный), собственная поляризация которого совпадает с вектором E → ,

[ 0 0 0 1 ] - оператор второго плеча линейного поляризационного разделителя, собственная поляризация которого ортогональна вектору E → .

Подставляя в (22) и (23) значения +γ и θ=-45°, и, проделав необходимые матричные преобразования, получим аналитические выражения для ортогонально линейно поляризованных сигналов E → ˙ x и E → ˙ y