Система и способ передачи сигналов управляющей информации в сети мобильной связи

Система и способ передачи сигналов управляющей информации в сети мобильной связи

Иллюстрации

Показать все

Реферат

ПЕРЕКРЕСТНЫЕ ССЫЛКИ НА СВЯЗАННЫЕ ОПИСАНИЯ

Настоящее описание испрашивает приоритет предварительной заявки США № 61/331898, зарегистрированной 6 мая 2010 и озаглавленной "Optimal Selective Bit-Swapping Methods and Apparatus for HARQ Feedback Coding", и предварительной заявки США № 61/355369, зарегистрированной 16 июня 2010 и озаглавленной "Selective Bit-Swapping and Encoding Methods for HARQ Feedback Coding Systems", обе из которых полностью включены сюда посредством ссылки.

ОБЛАСТЬ ИЗОБРЕТЕНИЯ

Настоящее изобретение главным образом относится к беспроводной связи и более конкретно к управлению мощностью передачи мобильного терминала.

УРОВЕНЬ ТЕХНИКИ

Современные сети беспроводной связи сталкиваются с постоянно возрастающим спросом на услуги связи с большой шириной полосы частот в разнообразных условиях радиосвязи. Различные факторы могут препятствовать связи по неидеальным радиоканалам. Например, частотно-избирательное замирание может ослаблять сигналы, передаваемые на частотах, подверженных замиранию. Такое ослабление может приводить к тому, что информация, передаваемая на соответствующих частотах, не принимается или неправильно понимается намеченным приемником. Например, информация в закодированном сообщении, передаваемом на соответствующих частотах, может искажаться, и сообщение может быть неправильно декодировано приемником.

Для преодоления замирания и других частотно-избирательных эффектов, некоторые технологии связи применяют схемы передачи с частотным разнесением при передаче критической информации, такой как некоторые типы управляющей информации. В типичной схеме с частотным разнесением информация передается по множеству различных частот. Частотно-избирательные эффекты, нацеленные на одну из частот передачи, могут не влиять на другие частоты передачи. Следовательно, схемы с частотным разнесением могут давать «выигрыш» при полном частотном разнесении в передаче информации по сравнению с передачей информации по такому же каналу с использованием только одной частоты. Однако выгода, полученная из конкретной схемы с частотным разнесением, может быть привязана к тому, насколько хорошо упомянутая схема распределяет информационное содержимое между множественными частотами. Если по множественным частотам передается только небольшая часть информационного содержимого, то выигрыш при частотном разнесении, достигаемый схемой, будет минимальным.

Многие технологии связи требуют, чтобы передатчики применяли различные формы канального кодирования к передаваемой информации для улучшения устойчивости передачи к шуму и другим ухудшениям канала. Такое канальное кодирование отображает битовую последовательность для передачи в более длинное кодовое слово, которое включает в себя некоторую информационную избыточность, тем самым увеличивая вероятность того, что приемник правильно определяет исходную битовую последовательность. Тогда как канальное кодирование может повышать шансы того, что приемник будет правильно идентифицировать передаваемую информацию, упомянутое кодирование может асимметрично перераспределять информационное содержимое исходной битовой последовательности по кодовому слову.

Следовательно, схема с частотным разнесением, которая без разбора назначает разделы результирующего кодового слова различным частотам, используемым схемой разнесения, будет выдавать квазиоптимальный выигрыш при частотном разнесении. Таким образом, схема передачи с частотным разнесением, подходящая для алгоритма кодирования, который должен использоваться передатчиком, может обеспечить улучшенный выигрыш от частотного разнесения.

СУЩНОСТЬ ИЗОБРЕТЕНИЯ

Согласно настоящему описанию, некоторые недостатки и проблемы, ассоциированные с мобильной связью, существенно уменьшены или устранены. В частности, описаны некоторые устройства и способы для обеспечения услуг мобильной связи.

Согласно одному из вариантов осуществления настоящего изобретения, способ беспроводной передачи управляющей информации включает в себя генерацию управляющей информации, содержащей множество управляющих битов, и кодирование управляющих битов с использованием блочного кода, который выводит закодированную битовую последовательность, содержащую закодированные биты b(0), b(1),…, b(19). Управляющие биты кодируются с использованием блочного кода посредством генерации линейной комбинации множества базисных последовательностей. Способ также включает в себя разделение закодированных битов на первую группу и вторую группу. Первая группа включает в себя закодированные биты {b(0), b(1), b(5), b(6), b(8), b(11), b(12), b(14), b(17), b(19)}, и вторая группа включает в себя закодированные биты {b(2), b(3), b(4), b(7), b(9), b(10), b(13), b(15), b(16), b(18)}. Дополнительно, способ включает в себя передачу первой группы закодированных битов на первом наборе несущих и передачу второй группы закодированных битов на втором наборе несущих. Второй набор несущих имеет частоты, отличные от первого набора несущих.

Согласно другим вариантам осуществления настоящего изобретения, обеспечиваются способы для декодирования управляющей информации, передаваемой согласно таким способам. Дополнительно, согласно другим вариантам осуществления настоящего изобретения, обеспечиваются устройства и системы для осуществления таких способов кодирования или декодирования, или их вариаций.

Важные технические преимущества некоторых вариантов осуществления настоящего изобретения включают в себя улучшенное использование частотного разнесения в процессе передачи информации обратной связи. Отдельные варианты осуществления могут увеличить выигрыш при частотном разнесении, достигаемый беспроводным передатчиком. Дополнительно, отдельные варианты осуществления могут быть способны обеспечить такие эффекты с минимальной сложностью выполнения. Другие преимущества настоящего изобретения будут очевидны специалистам из последующего описания, фигур и формулы изобретения. Кроме того, хотя выше были перечислены специфические преимущества, различные варианты осуществления могут включать в себя все, некоторые или не включать перечисленные преимущества.

КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ

Для более полного понимания настоящего изобретения и его преимуществ сейчас делается ссылка на последующее описание, взятое вместе с сопровождающими чертежами, на которых:

фиг.1 иллюстрирует спектр несущих для примерной системы связи,

фиг.2 - таблица, которая включает в себя набор базисных последовательностей, который может быть использован для кодирования управляющей информации,

фиг.3 - таблица, которая включает в себя набор базисных последовательностей, который может быть использован в качестве альтернативы к набору, показанному на фиг.2,

фиг.4А - профиль расстояния Хемминга с минимальным временным интервалом для примерной схемы кодирования, которая использует базисные последовательности фиг.2,

фиг.4Б - профиль расстояния Хемминга с минимальным временным интервалом для примерной схемы кодирования, когда закодированные биты перемежаются первым перемежителем,

фиг.4В - профиль расстояния Хемминга с минимальным временным интервалом для примерной схемы кодирования, когда закодированные биты перемежаются вторым перемежителем,

фиг.5 показывает сравнение различных вариантов перемежения, которые могут быть использованы с примерной схемой кодирования,

фиг.6А - профиль расстояния Хемминга с минимальным временным интервалом для примерной схемы кодирования, когда закодированные биты перемежаются третьим перемежителем,

фиг.6Б - таблица, которая включает в себя альтернативный набор базисных последовательностей, который может быть использован для достижения перемежения, выполняемого третьим перемежителем,

фиг.7А - профиль расстояния Хемминга с минимальным временным интервалом для примерной схемы кодирования, когда закодированные биты перемежаются четвертым перемежителем,

фиг.7Б - таблица, которая включает в себя альтернативный набор базисных последовательностей, который может быть использован для достижения перемежения, выполняемого четвертым перемежителем,

фиг.8 - профиль расстояния Хемминга с минимальным временным интервалом для второй примерной схемы кодирования, которая использует базисные последовательности фиг.3,

фиг.9 показывает сравнение различных вариантов перемежения, которые могут быть использованы со второй примерной схемой кодирования,

фиг.10А - профиль расстояния Хемминга с минимальным временным интервалом для второй примерной схемы кодирования, когда закодированные биты перемежаются пятым перемежителем,

фиг.10Б - таблица, которая включает в себя альтернативный набор базисных последовательностей, который может быть использован для достижения перемежения, выполняемого пятым перемежителем,

фиг.11 изображает один из вариантов осуществления мобильной системы связи, которая может выполнять различные примерные схемы кодирования и перемежения,

фиг.12 - блок схема, показывающая содержание одного варианта осуществления беспроводного терминала, способного устанавливать связь с мобильной системой связи,

фиг.13 - схема последовательности операций, иллюстрирующая пример функционирования беспроводного терминала при передаче управляющей информации с использованием первой операции перестановки битов,

фиг.14 - схема последовательности операций, иллюстрирующая пример функционирования беспроводного терминала при передаче управляющей информации с использованием второй операции перестановки битов,

фиг.15 - схема последовательности операций, иллюстрирующая пример функционирования беспроводного терминала при передаче управляющей информации с использованием базисных последовательностей фиг.6Б или 7Б для кодирования,

фиг.16 - схема последовательности операций, иллюстрирующая пример функционирования беспроводного терминала при передаче управляющей информации с использованием базисных последовательностей фиг.3 и третьей операции перестановки битов,

фиг.17 - блок схема, показывающая содержание одного варианта осуществления сети, способной принимать управляющую информацию,

фиг.18 - схема последовательности операций, иллюстрирующая пример функционирования сетевого узла при приеме и обработке управляющей информации, к которой применялась первая операция перестановки битов,

фиг.19 - схема последовательности операций, иллюстрирующая пример функционирования сетевого узла при приеме и обработке управляющей информации, к которой применялась вторая операция перестановки битов,

фиг.20 - схема последовательности операций, иллюстрирующая пример функционирования сетевого узла при приеме и обработке управляющей информации, закодированной с использованием базисных последовательностей фиг.6Б или 7Б,

фиг.21 - схема последовательности операций, иллюстрирующая пример функционирования сетевого узла при приеме и обработке управляющей информации, которая кодировалась с использованием базисных последовательностей фиг.3 и третьей операции перестановки битов.

ПОДРОБНОЕ ОПИСАНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ

Фиг.1 - частотно-временная диаграмма ресурсов передачи, доступных в спектре 100 несущих примерной системы связи. Ресурсы передачи в спектре 100 несущих делятся по частоте на многочисленные участки 102 и по времени на многочисленные временные интервалы 104. В частности, фиг.1 иллюстрирует, как терминал может применять частотное разнесение при передаче управляющих сигналов посредством передачи ожидаемых сигналов на различных многочисленных участках 102 спектра 100 несущих (как показано посредством заполненных временных интервалов на фиг.1). Посредством передачи управляющих сигналов таким способом, терминал может повышать свою устойчивость к частотно-избирательному замиранию. В результате вся передача может получать выигрыш от частотного разнесения, что повышает вероятность того, что управляющая информация будет успешно приниматься намеченным приемником, таким как базовая станция, обслуживающая этот терминал. Более того, терминал может пытаться максимизировать достигнутое частотное разнесение посредством использования несущих частот на участках 102, расположенных на противоположных краях спектра 100 несущих, для передачи различных участков передачи управляющих сигналов, как показано на фиг.1.

Как пример, выпуск 8 проекта долгосрочного развития (LTE) требует, чтобы беспроводные терминалы (или пользовательское оборудование (UE)) использовали такую схему, как иллюстрируется на фиг.1, при передаче L1/L2 управляющей информации, если мобильному терминалу не был предоставлен ресурс восходящей линии связи для передачи данных. В таких случаях, терминал передает эту L1/L2 управляющую информацию на физическом канале управления восходящей линии связи (PUCCH) с использованием ресурсов восходящей линии связи (или «блоков ресурсов»), которые специально предназначены для L1/L2 управления восходящей линии связи. Каждый такой блок ресурсов охватывает некоторый участок 102 спектра 100 несущих, который состоит из двенадцати (12) поднесущих частот в пределах одного из двух временных интервалов 104, которые составляют субкадр LTE восходящей линии связи. Чтобы обеспечить частотное разнесение, блоки ресурсов, используемые для такой частоты передач, перескакивают по частоте на границы спектра 100 несущих. То есть один из блоков ресурсов состоит из двенадцати поднесущих на самом верхнем участке 102 спектра 100 несущих в пределах первого временного интервала 104 некоторого субкадра, и другой ресурс передачи состоит из такого же числа поднесущих на самом нижнем участке 102 спектра во время второго временного интервала 104 того же субкадра, или наоборот. Если для передачи L1/L2 управляющих сигналов необходимо больше ресурсов, например, в случае очень большой общей ширины полосы частот, поддерживающей большое количество пользователей, то могут быть предоставлены дополнительные блоки ресурсов на участке 102 спектра 100 несущих, следом за ранее предоставленными блоками ресурсов.

Для некоторых технологий связи, терминалы могут использовать указанные способы для передачи информации обратной связи, показывающей, были ли запланированные передачи нисходящей линии связи успешно приняты терминалом, и/или обеспечивающей информацию, касающуюся каналов восходящей линии связи и/или нисходящей линии связи, по которым терминал устанавливает связь с сетью доступа. Например, LTE терминалы передают в каждом субкадре биты обратной связи - квитирование/отрицательное квитирование (ACK/NACK) запроса на гибридную автоматическую повторную передачу (HARQ), показывающее принял или нет терминал запланированные передачи из сети доступа. Дополнительно или альтернативно, некоторые технологии могут ожидать, чтобы терминал передавал биты обратной связи, обеспечивающие информацию состояния канала или каналов, используемых терминалом. Эта информация состояния каналов может представлять любую информацию, описывающую соответствующие каналы или описывающую рабочие параметры, используемые при передаче по соответствующим каналам. Например, биты обратной связи могут обеспечивать информацию состояния каналов, включающую в себя индикаторы качества канала (CQI), индикаторы ранга (RI) и индикаторы матрицы предварительного кодирования (PMI) в поддержке передач со многими антеннами.

Хотя для некоторых технологий, информация обратной связи может быть настолько простой, что составляет один бит, растущая сложность передовых технологий привела к растущей сложности информации обратной связи, передаваемой между беспроводными терминалами и сетями доступа.

Например, некоторые передовые сети связи полагаются на «агрегацию несущих» для использования расширенного спектра несущих, состоящего из многочисленных меньших спектров (называемых «составляющими несущими»). Терминалы, поддерживающие агрегацию несущих, могут передавать или принимать данные на многочисленных составляющих несущих одновременно, тем самым позволяя передавать больше данных между терминалом и сетью доступа. Однако использование агрегации несущих, может увеличить объем передачи управляющих сигналов, которые терминал должен передавать. Ожидается, что терминалы, поддерживающие агрегацию несущих, могут обеспечивать информацию обратной связи для многочисленных составляющих несущих в каждом субкадре. В зависимости от специфических требований конкретной технологии связи, ожидается, что терминал мог бы обеспечить обратную связь в каждом субкадре на полном наборе составляющих несущих, используемых по соответствующей технологии, или на некотором подходящем поднаборе, как например, набор составляющих несущих, сконфигурированный в текущий момент для использования базовой станцией, обслуживающей этот терминал, или набор составляющих несущих, активизированный в текущий момент для терминала. Таким образом, терминал, поддерживающий агрегацию несущих, иногда может нуждаться в передаче информации обратной связи для многочисленных составляющих несущих в одном субкадре.

Чтобы удовлетворить указанным требованиям к обратной связи, терминал может передавать управляющее сообщение, которое включает в себя A битов информации обратной связи, a(0),a(1),...,a(A-1). Такое управляющее сообщение может использовать какой-то конкретный формат сообщений, который утверждает предварительно определенные местоположения для бита обратной связи или многочисленных битов обратной связи, ассоциированные с каждой из контролируемых составляющих несущих. Специфическое число битов, передаваемых для каждой составляющей несущей, может варьироваться. Например, для некоторых систем, которые поддерживают схемы со многими входами и многими выходами (MIMO) и схемы передачи с частотным разнесением, число битов обратной связи, приходящееся на составляющую несущую, может варьироваться в зависимости от того, конфигурируется ли терминал для пространственного объединения обратной связи. Ненужные биты обратной связи (такие как ассоциированные с составляющей несущей, для которой не было принято запланированной информации, или которые ассоциированы с передачей одного кодового слова, которая требует только одного из многочисленных выделенных битов обратной связи) могут устанавливаться равными некоторому фиксированному значению, например, “0” или “NACK” (отрицательное квитирование). Главным образом, биты обратной связи могут обеспечивать обратную связь на соответствующих составляющих несущих любым удобным способом. В некоторых вариантах осуществления, терминал может конфигурироваться сетью, чтобы делать запросы планирования (SR) с предварительно заданной частотой. Когда терминал должен обеспечивать биты обратной связи в субкадре, который позволяет делать запросы планирования, SR бит (например, со значением “1”, представляющим положительный запрос планирования, или со значением “0”, представляющим отрицательный запрос планирования) может присоединяться к последовательностям битов обратной связи. Таким образом, управляющее сообщение также может включать в себя SR бит или другую форму запроса планирования, в дополнение к битам обратной связи. Как отмечалось выше, в некоторых вариантах осуществления, терминал конфигурируется для передачи битов обратной связи, обеспечивающих информацию состояния канала. В некоторых вариантах осуществления, информация состояния канала может включать в себя индикаторы качества канала (CQI), индикаторы ранга (RI) и индикаторы матрицы предварительного кодирования (PMI) в поддержке передач со многими антеннами.

После генерации управляющего сообщения, терминал может кодировать сообщение, включающее в себя информацию обратной связи, чтобы способствовать передаче сообщения в сеть доступа. Терминал может использовать (N, A) блочный код для кодирования A битов обратной связи, где N - желательное число закодированных битов, которые должны выводиться в результате процесса кодирования. В качестве одного примера, LTE терминалы кодируют генерированную информацию обратной связи с использованием LTE (20, A) блочного кода, заданного в спецификации 3GPP проекта 3GPP TS 36.212, Версия 9.1.0, “Multiplexing and Channel Coding”, которая включена сюда посредством ссылки. Для таких терминалов, результирующие кодовые слова представляют собой линейную комбинацию вплоть до тринадцати (13) специфических базисных последовательностей (обозначенных M _i,n), как показано в таблице фиг.2. Блочное кодирование информации обратной связи производит закодированный блок, b(0), b(1),..., b(19), который имеет форму:

Затем закодированные биты информации обратной связи b(0), b(1),..., b(N), модулируются в набор из M символов модуляции, s(0),s(1),...,s(M), для передачи в сеть доступа. Например, возвращаясь к примеру LTE (20, A) - кодирования, закодированная информация обратной связи, b(0), b(1),..., b(19), модулируется в последовательность символов модуляции, s(0),s(1),...,s(19), так что:

Затем терминал может передавать результирующие символы модуляции в многочисленных группах, в то же или в другое время, на различных частотах, как показано на фиг.1. Как объяснялось выше, частоты, используемые для различных групп, могут выбираться так, чтобы максимизировать частотное разнесение, достигаемое при передаче символов модуляции, тем самым уменьшая шансы того, что частотно-избирательное замирание будет препятствовать успешному приему информации обратной связи.

Прямой способ модуляции и передачи закодированной информации обратной связи может модулировать первую половину битов из закодированной информации обратной связи, в определенном порядке, на первом наборе символов модуляции, и модулировать вторую половину битов, в определенном порядке, на втором наборе символов модуляции. Затем терминал может передавать упомянутые первый набор и второй набор в различных участках 102 спектра 100 несущих. Например, в LTE системе, использующей LTE (20, A) блочный код, кодирование A битов информации обратной связи будет производить 20-битовое кодовое слово. LTE терминал мог бы модулировать первые десять битов, b₀=[b(0), b(1),..., b(9)], закодированной информации обратной связи в первый набор пяти символов квадратурной фазовой манипуляции (QPSK), s₀=[s(0), s(1),..., s(4)], и модулировать вторые десять битов, b₁=[b(10), b(11),..., b(19)] закодированной информации обратной связи во второй набор пяти QPSK символов, s₁=[s(5), s(6),..., s(9)]. Затем терминал мог бы передавать первые пять QPSK символов, s₀=[s(0), s(1),..., s(4)], в первом временном интервале конкретного субкадра на одном краю спектра 100 несущих, и передавать вторые пять QPSK символов, s₁=[s(5), s(6),..., s(9)], во втором временном интервале на противоположном краю спектра 100 несущих. Таким образом, первая половина (то есть первые десять битов) кодового слова могла бы передаваться по первому набору поднесущих, имеющих одну несущую частоту, и вторая половина могла бы передаваться по второму набору поднесущих, имеющих другую несущую частоту.

Однако предоставление закодированных битов информации обратной связи несущим частотам таким способом может не произвести эффективного частотного разнесения для всех возможных размеров информации обратной связи. Например, LTE терминал, использующий упомянутую схему отображения для передачи сообщений PUCCH канала формата 2, может быть неспособным к эффективному достижению частотного разнесения, когда информация обратной связи несет более пяти бит. Для блочных кодов, используемых в LTE схемах, частота ошибок для блоков (BLER), имеющая место в приемнике, значительно ухудшается, когда число информационных битов (A) увеличивается от 5 до 6. Такое ухудшение в первую очередь вызывается тем фактом, что шестой бит исходной информации обратной связи влияет только на вторую половину закодированных битов в кодовом слове, выводимом LTE (20, A) блочным кодом (как результат шестой базисной последовательности, M_i,5, имеющей значения “0” для ее первых десяти битов). Поскольку биты во второй половине кодового слова могут все передаваться на втором наборе поднесущих частот по этой схеме предоставления, шестой бит исходной информации обратной связи не получит никакой выгоды от частотного разнесения, получающегося в результате передачи кодового слова по двум различным наборам поднесущих частот. Таким образом, LTE терминал может оказаться неспособным обеспечить полное частотное разнесение для всей информации обратной связи, когда закодированные биты предоставляются поднесущим в определенном порядке.

Однако простое перестраивание порядка битов в генерированном кодовом слове произвольным образом перед предоставлением участков кодового слова различным участкам спектра 100 несущих, также может не обеспечить максимум выигрыша при частотном разнесении, достигаемый передачей. Для иллюстрации ниже описаны два примерных перемежителя (перемежитель A и перемежитель B), которые могли бы использоваться для перестраивания закодированных битов LTE (20,A) кодового слова:

Перемежитель A:

Перемежитель B:

Как показывают два шаблона перемежения, перемежитель A и перемежитель B перестраивают закодированные биты в попытке изменить то, как содержимое информации закодированных битов делится между временными интервалами 104 (и, таким образом, между участками 102 спектра 100 несущих). Несмотря на это перестраивание, оба, перемежитель A и перемежитель B, остаются неспособными обеспечить оптимальное частотное разнесение. Одна из причин такой неудачи заключается в том, что указанные перемежители каналов были разработаны на произвольной основе и обеспечивают нестабильное поведение характеристик по диапазону размеров информации обратной связи, которые могут быть использованы терминалом. Например, характеристики перемежителя A, при переносе A=5 бит информации обратной связи составляют почти 1 дБ, хуже, чем могло бы получиться без перемежения каналов. Подобным образом, перемежитель B не обеспечивает никакого улучшения при переносе A≥10 бит информации обратной связи. Дополнительно, обширное перераспределение закодированных битов между двумя половинами кодового слова и обширное переупорядочение битов внутри каждой половины неизбежно прибавляет сложности исполнения.

В качестве альтернативы к перемежению закодированных битов информации обратной связи после того, как кодирование было выполнено, исходная информация обратной связи может кодироваться с использованием другого набора базисных последовательностей кодирования. В частности, набор базисных последовательностей кодирования может модифицироваться, чтобы гарантировать, что некоторое большее число незакодированных битов обратной связи имеют их информационное содержимое, распределенное между многочисленными частотами, используемыми для передачи закодированных битов. Например, набор базисных последовательностей, используемый с примером LTE (20,A) кодового слова, мог бы изменяться посредством удаления базисной последовательности, M_i,5, кодирования, как показано на фиг.3. Однако использование упомянутого измененного набора базисных последовательностей кодирования для примера LTE (20,A) кодового слова также оказывается субоптимальным решением. Как с перемежителем B, данное решение не обеспечивает улучшения при переносе A≥10 бит информации обратной связи. Дополнительно, использование этой конкретной модификации базисных последовательностей уменьшит на единицу максимальное число битов обратной связи, которые должны передаваться.

Таким образом, чтобы улучшить частотное разнесение, достижимое терминалом по диапазону различных размеров объемов информации обратной связи, настоящее описание обеспечивает строгий анализ характеристик возможных кандидатов на улучшенный шаблон перестановки битов. Из строгого анализа характеристик, принципы исполнения устанавливаются так, чтобы направлять исчерпывающий поиск для оптимального набора кандидатов. Без принципов, извлеченных из анализа характеристик, было бы сложно реализуемо на практике, если не невозможно, выполнять исчерпывающий поиск для оптимального перемежителя во многих случаях. Для примера LTE (20,A) кодового слова, должно быть 20!=2,4329×10¹⁸ кандидатов перемежения. Как поясняется далее ниже, описанные принципы исполнения могут снизить пространство поиска для этого конкретного примера до двусторонних предоставлений, делая исчерпывающий поиск для оптимального шаблона перестановки значительно более выполнимым.

Для данного анализа характеристик, предположим, что терминал передает информацию обратной связи в виде закодированной последовательности символов [s₀,s₁] на двух краях непрерывного спектра 100 несущих, и что базовая станция в сети доступа принимает закодированную последовательность символов, используя L антенны приема с разнесением. В среде с рэлеевским замиранием, если частотные отклики на краях спектра 100 несущих являются независимыми, то вероятность парной ошибки (PEP) конкретной последовательности закодированных символов модуляции [s₀,s₁], являющаяся неправильной для другой последовательности закодированных символов модуляции [š₀,š₁] на обслуживающей базовой станции, ограничивается сверху выражением:

где E _S/N ₀ - среднее принятое отношение сигнал/шум на одну приемную антенну. Закодированная последовательность символов [s₀,s₁] относится к закодированной последовательности [b₀,b₁] на основе используемой схемы модуляции (например, в случае LTE примера, описанного выше, схемы QPSK модуляции, описанной в уравнении (2)). Следовательно, вероятность парной ошибки можно еще выразить как:

где , - расстояние Хемминга для временного интервала f. Худший случай вероятности парной ошибки доминирует над средней частотой ошибок для блоков принятой передачи:

где , - расстояние Хемминга для временного интервала f для худшего случая пары закодированных последовательностей.

Рассмотрим случай, где оба значения d _min,0 и d _min,1 больше нуля. Доминирующая вероятность ограничивается сверху выражением:

То есть могут быть получены полная скачкообразная перестройка частоты и разнесение приемных антенн, поскольку доминирующая вероятность ошибки уменьшается в степени - 2L отношения SNR.

Если, например, d _min,0 >0, но d _min,1 =0, то доминирующая вероятность PEP ограничивается сверху выражением:

Таким образом, скачкообразная перестройка частоты и разнесение теряются, если одно из расстояний Хемминга с минимальным временным интервалом равно нулю.

Уравнение (6) показывает, что полная скачкообразная перестройка частоты и разнесение приемных антенн может быть достигнуто только, если min(d _min,0,d _min,1)>0. Следовательно, растущее значение min(d _min,0,d _min,1), далекое от нуля, должно иметь приоритет для проектирования эффективного перемежителя. Перемежитель, по определению, не может увеличивать полное минимальное расстояние Хемминга на двух временных интервалах. Следовательно, для фиксированного значения (d _min,0+d _min,1), доминирующая PEP вероятность в уравнении (6) может быть минимизирована, если перемежитель распределяет полное расстояние Хемминга поровну между двумя временными интервалами, в случае чего min(d _min,0,d _min,1) также максимизируется. Дополнительно, неравенство min(d _min,0,d _min,1)>0 остается справедливым только, когда скорость двоичного кодирования, r _c, (которая для примера LTE (20,A) кодового слова равна A/20) составляет не больше 1/2. Следовательно, максимизация значения min(d _min,0,d _min,1) должна улучшить характеристики перемежителя для A≤10. Соответственно, с использованием вышеприведенных правил и уравнений, можно вывести некоторые принципы проектирования в помощь проектированию улучшенных перемежителей.

Принцип проектирования 1: Значение min(d _min,0,d _min,1) должно максимизироваться для случаев с A≤10.

В случаях, где полное разнесение скачкообразной перестройки частоты недостижимо, доминирующая PEP вероятность ограничивается сверху уравнением (7). Следовательно, улучшенные характеристики могут быть получены, если спроектированный перемежитель максимизирует расстояние Хемминга с ненулевым минимальным временным интервалом. Указанная цель приводит к принципу проектирования 2.

Принцип проектирования 2: Значение max(d _min,0,d _min,1) должно максимизироваться для случаев с A>10.

Эффективность вышеописанных примерных перемежителей должна измеряться по упомянутым принципам проектирования. Чтобы обеспечить критерий для оценки этих перемежителей, фиг.4А включает в себя профиль расстояния Хемминга с минимальным временным интервалом для примера схемы (20,A) кодирования, при использовании без какого-либо перемежения.

Перемежитель A

Профиль расстояния Хемминга с минимальным временным интервалом для перемежителя A обеспечивается в таблице фиг.4Б. Как показано на фиг.4Б, перемежитель A поднимает значение min(d _min,0,d _min,1) намного выше нуля для случаев, где A=6, 7, 8, 9 и 10. Следовательно, выигрыш при полном частотном разнесении скачкообразной перестройки частоты может быть получен с перемежителем A для случаев вплоть до 10 информационных битов. Однако, для A=5, значение min(d _min,0,d _min,1) уменьшается от 3 до 1, когда вводится перемежитель A. То есть исполнение перемежителя A нарушает принцип проектирования 1.

Перемежитель B

Профиль расстояния Хемминга с минимальным временным интервалом для перемежителя B обеспечивается в таблице фиг.4В. Как показано на фиг.4В, перемежитель B поднимает значение min(d _min,0,d _min,1) намного выше нуля для случаев, где A=6, 7, 8 и 9. Однако значение по-прежнему равно нулю для A=10. Следовательно, полный выигрыш при скачкообразной перестройке частоты может быть получен с перемежителем B для случаев вплоть до 9 информационных битов. Также заметим, что для A=11, значение max(d _min,0,d _min,1)=4 ниже, чем для перемежителя A. То есть исполнение перемежителя B нарушает оба принципа проектирования.

Указанный анализ подчеркивает трудность улучшения частотного разнесения для информации обратной связи такого типа посредством проектирования оптимального перемежителя каналов. Например, используя подход проектирования, основанный только на первых двух принципах, было бы по существу невозможно оптимизировать пример LTE (20,A) блочного кодирования, поскольку в сценарии должно быть 20!=2,4329×10¹⁸ кандидатов перемежителя. Однако прибавление нижеследующего принципа проектирования 3 в качестве ограничения делает идентификацию приемлемого кандидата значительно легче осуществимой.

Принцип проектирования 3: Перестраивание группы кодовых битов внутри одного временного интервала не влияет на характеристики линии связи.

Границы характеристик в уравнениях (3)-(6) зависят от того, как полное минимальное расстояние Хемминга (d _min,0+d _min,1) распределяется между двумя временными интервалами, но не от упорядоченного расположения битов внутри соответствующих временных интервалов. То есть при условии одинакового набора закодированных битов, распределенных одинаковым образом между двумя временными интервалами, упорядоченное расположение этих битов внутри их соответствующего временного интервала не будет влиять на расстояние Хемминга с временным интервалом. Таким образом, перестраивание группы кодовых битов внутри одного в