Способ обработки гидроакустических шумоподобных фазоманипулированных сигналов

Способ обработки гидроакустических шумоподобных фазоманипулированных сигналов

Реферат

Изобретение относится к области гидроакустики, а именно к способам обработки гидроакустических сигналов в условиях реального канала распространения, и может применяться в гидроакустических системах связи, управления и позиционирования. Способ обработки может быть использован для обнаружения гидроакустического шумоподобного фазоманипулированного сигнала известной формы. Также возможно применение при организации многоабонентской системы с разделением каналов путем кодирования сигналов различными бинарными псевдослучайными последовательностями из одного семейства.

Известен способ классической линейной корреляционной обработки шумоподобных сигналов с целью оценки их параметров [1, 2]. В основе данного способа лежит вычисление скалярного произведения (u, ν) двух сигналов u(t), ν(t), которое также называется корреляцией и свидетельствует о подобии (похожести) сигналов:

где u(t) - исходный наблюдаемый сигнал в канале;

ν(t) - опорный сигнал, идентичный принимаемому.

Затем используется правило максимума корреляции:

где k - номер сигнала из множества рассматриваемых сигналов;

j - номер принятого сигнала;

H_j - это гипотеза о том, что именно сигнал под номером j является искомым.

Правило максимума корреляции означает, в частности, что из М возможных сигналов с одинаковой энергией фактически принятым считается тот, который имеет максимум корреляции с наблюдением ν(t). Предпочтение отдается тому из сигналов, который наиболее подобен наблюдению ν(t) в сравнении с остальными при условии, что в качестве критерия похожести принята величина корреляции.

Недостатком данного способа является низкая помехоустойчивость в условиях небелого шума (поскольку данный способ не является оптимальным для данных условий), а также то, что способ не может быть использован в асинхронных системах, когда неизвестен момент и интервал излучения сигналов.

Известен способ демодуляции сигналов с относительной фазовой модуляцией, описанный в патенте РФ №2271071, 2006 г., МПК H06L 27/22. В данном способе принимают сигнал S(t), фильтруют и выравнивают его амплитуду, генерируют опорный сигнал S₀(t), вычисляют корреляционную функцию Y(t). Затем фильтруют результат произведения сигналов S₀(t) и S_С(t) в блоке уменьшения уровня помехи, обусловленной изменением полярности видеосигнала на выходе фильтра низких частот за время, т.е. времени, в течение которого на длительности элемента сигнала Т формируется корреляционная функция Y(t). Затем интегрируют корреляционную функцию Y(t) последовательно на длительности Т и фиксируют ее значение Y_n по окончанию элемента сигнала. Вычисляют абсолютное значение разности |ΔY_n| между текущим и предшествующим значением корреляционных функций Y_n и Y_n-1, соответственно на n-м и на (n-1)-м временных интервалах T. Полученное значение модуля разности сравнивают с предварительно сформированным порогом Y_пор по правилу: если выполняется неравенство |ΔY_n|>Y_пор, то решение о демодулируемом символе принимают равным «единице», а в случае невыполнения неравенства принимают равным «нулю».

Недостатком способа является относительно низкая помехозащищенность, обусловленная тем, что решение о демодулируемом символе принимается путем сравнения с предварительно сформированным в отсутствии помех неизменным порогом Y_пор, который не учитывает изменения фазы демодулируемого сигнала в результате воздействия помехи.

Известен также способ демодуляции сигналов с относительной фазовой модуляцией, описанный в патенте РФ №2454014, 2010 г., МПК H04L 27/00, H04L 13/18, первый вариант. В известном способе демодуляции сигналов с относительной фазовой модуляцией принимают сигнал S(t), фильтруют и выравнивают его амплитуду, генерируют опорный сигнал S₀(t), вычисляют корреляционную функцию Y(t) между опорным сигналом S₀(t), иотфильтрованным сигналом с выровненной амплитудой S_c(t) путем их перемножения Y(t)=S_c(t)·S₀(t), интегрируют корреляционную функцию Y(t) последовательно на временных интервалах длительностью Т и фиксируют ее значение Y_n по окончанию n-го интервала времени Т, где n=1, 2,…, вычисляют модуль разницы |ΔY_n| значений корреляционных функций Y_n и Y_n-1 соответственно на n-м и на (n-1)-м временных интервалах Т, полученное значение модуля разницы |ΔY_n| сравнивают с предварительно заданным пороговым значением Y_пop корреляционной функции и при выполнении условия |ΔY_n|>Y_пop присваивают принятому информационному элементу значение «единицы», в противном случае - «нуля». Предварительно формируют случайную L-элементную последовательность с равным числом единичных и нулевых элементов в ней, где L есть целое число, а затем изменяют эту последовательность, для чего принятый на n-м временном интервале T демодулированный информационный элемент записывают первым элементом в L-элементную последовательность, сдвигая все ее элементы на один бит при сохранении ее общей длины L, корректируют пороговое значение корреляционной функции Y_пор, для чего вычисляют число «единиц» в измененной L-элементной последовательности, вычисляют отклонение Δ Y п о р п порогового значения корреляционной функции от предварительно заданного его значения Y_пop и рассчитывают значение Δ Y п о р к о р путем алгебраического сложения предварительно заданного порогового значения корреляционной функции Y_пop и вычисленного ее отклонения Δ Y п о р п на n-м временном интервале Т, Δ Y п о р к о р = Y п о р + Δ Y п о р п , после чего все действия по демодуляции сигнала S(t) на последующем (n+1)-м временном интервале Т повторяют с учетом откорректированного значения Δ Y п о р к о р . А отклонение Δ Y п о р п порогового значения корреляционной функции вычисляют по формуле:

где k(l) - число «единиц» в L-элементной последовательности. Данный способ наиболее близок к заявленному и далее именуется как способ-прототип.

Недостатками способа-прототипа также являются относительно низкая помехоустойчивость (прием ведется при отношениях сигнал/шум более 6 дБ) и избыточность вычислительных операций.

Задачей, на решение которой направлено заявляемое изобретение, является повышение помехоустойчивости при решении задачи обнаружения гидроакустического сигнала в реальных условиях эксплуатации (мощность сигнала много меньше уровня гидроакустических шумов) при низкой вычислительной мощности аппаратного обеспечения.

Технический результат достигается тем, что принимают сигнал s(t) со средней частотой f_s и полосой частот Δf, фильтруют и выравнивают его амплитуду, генерируют опорный сигнал s₀(t), вычисляют корреляционную функцию Y(t) между опорным сигналом s₀(t) и отфильтрованным сигналом с выровненной амплитудой s_c(t) путем их перемножения Y(t)=s_c(t)s₀(t), интегрируют корреляционную функцию Y(t), согласно изобретению принимают сигнал s(t), оцифровывают сигнал, получают у_k, предварительно выравнивают амплитуды y ˙ k = s i g n [ y k ] , где s i g n [ x ] = { + 1   п р и   x ≥ 0 − 1   п р и   x < 0 , выполняют смещение в область низких частот и определяют реальную составляющую и мнимую составляющую сигнала (f_s - средняя частота обрабатываемого шумоподобного фазоманипулированного сигнала, f_d - частота дискретизации системы обработки сигнала, N_s - длина окна обработки, должна равняться целому числу периодов в отсчетах частоты дискретизации, т.е. N_s=n·T_s·f_d, где n=1, 2, 3…), для полученного сигнала y ˜ j = A j + i B j ( i = − 1 - мнимая единица) фильтром нижних частот подавляют высокочастотные составляющие, - импульсная характеристика фильтра, N_ф - длина импульсной характеристики фильтра), проводят операцию децимации частоты дискретизации с шагом N_д сигнала где N_д - шаг дискретизации, равный отношению частоты дискретизации f_d исходного сигнала и удвоенной частоты среза N д = f d 2 f c p = f d Δ f , после чего частота дискретизации сигнала становится равна f_d2=2f_cp=Δf , вторично выполняют выравнивание амплитуд сигнала y ˙ j д = s i g n [ y j д ] и для полученного сигнала y ˙ l д вычисляют значение корреляционной функции Y j = ∑ k = 1 N c p y ˙ j д ⋅ m k , где N_cp - длительность обрабатываемого сигнала в отсчетах частоты дискретизации f_d2, m_k - опорный сигнал коррелятора в знаковой форме, вычисляют пороговое значение Y п о р = n − 2 k n , где n - количество знаков в модулирующей псевдослучайной последовательности, k - это целое число, определяемое заданной вероятностью ложных срабатываний ρ_лож (при этом k<n и выбирают как наибольшее число, при котором выполняется условие ρ л о ж ≈ 0.5 k Σ i = k n C n i , где C n i - число сочетаний i по n : C n i = n ! i ! ( n − i ) ! ) , с пороговым значением Y_пор сравнивают значение корреляционной функции Y_j>Y_пop, определяют наличие сигнала в случае, если значение корреляционной функции превышает пороговое значение.

Заявляемый способ обработки гидроакустических шумоподобных фазоманипулированных сигналов включает:

- выравнивание амплитуд сигнала, результатом которого является дискретный сигнал, принимающий одно из двух значений (1 и -1);

- смещение сигнала в область низких частот;

- фильтрацию высокочастотных составляющих, начиная с частоты среза f_ср, которая определяется как половина ширины полосы частот сигнала;

- децимацию частоты дискретизации сигнала интегральным способом до удвоенного значения граничной частоты f_cp для сокращения количества вычислительных операций по обработке сигнала;

- вторичное выравнивание амплитуд сигнала, результатом которого является дискретный сигнал, принимающий одно из двух значений (1 и -1);

- знаковую корреляционную обработку полученного сигнала с опорным сигналом;

- сравнение полученных корреляционных величин с заданным порогом.

Данный способ предназначен для обработки гидроакустического шумоподобного фазоманипулированного сигнала, модулируемого по методу прямой последовательности с целью обнаружения сигнала заданной формы и оценки его временной задержки (момента прихода).

При реализации способа выполняется выравнивание амплитуд принятого сигнала, представленного в дискретной форме, реализующее знаковую функцию:

y ˙ k = s i g n [ y k ] ,

где у_k - это дискретные отсчеты принимаемого сигнала,

sign[] - знаковая функция:

Операция выравнивания амплитуд выполняется с целью сокращения разрядности цифровых блоков, выполняющих фильтрацию, смещение полосы частот сигнала и децимацию частоты дискретизации. В способе-прототипе выравнивание амплитуд перед фильтрацией отсутствует и выполняется лишь один раз уже после фильтра.

Затем полученный сигнал смещается в область низких частот и представляется в виде квадратурной суммы:

y ˜ j = A j + i B j ,

где A_j - реальная составляющая сигнала,

B_j - квадратурная составляющая сигнала,

i = − 1 - мнимая единица.

Реальная и мнимая составляющие сигнала при этом вычисляются следующим образом:

где f_s - средняя частота обрабатываемого шумоподобного фазоманипулированного сигнала,

f_d - частота дискретизации системы обработки сигнала,

N_s - длина окна обработки, должна равняться целому числу периодов в отсчетах частоты дискретизации, т.е. N_s=n·T_s·f_d, где n=1, 2, 3…

Смещение в область низких частот позволяет понизить частоту дискретизации сигнала наиболее эффективно. В способе-прототипе смещение в область низких частот не используется.

Полученный сигнал y ˜ j смещен в область низких частот и проходит через фильтр низких частот:

где h_j - импульсная характеристика фильтра низких частот,

N_ф - длина импульсной характеристики фильтра.

Частота среза фильтра выбирается равной половине полосы частот сигнала.

Фильтрация позволяет повысить помехоустойчивость за счет среза высокочастотной помехи.

Далее удвоенная частота среза 2f_cp (ширина полосы частот сигнала) выбирается в качестве частоты дискретизации системы после децимации частоты интегральным способом:

где N_d - шаг дискретизации, равный отношению частоты дискретизации f_d исходного сигнала и удвоенной частоты среза (N_d=f_d/2f_cp).

Децимация частоты дискретизации также отличает заявленный способ обработки гидроакустического сложного фазоманипулированного сигнала от способа-прототипа. Операция децимации позволяет существенно сократить количество вычислительных операций вычисления корреляции при условии, что полоса частот принимаемого сигнала много меньше верхней частоты сигнала.

Над полученным сигналом повторно выполняется операция выравнивания амплитуд:

Операция выравнивания амплитуд выполняется с целью сокращения разрядности цифровых блоков, выполняющих корреляционную обработку. Кроме того, знаковая корреляционная обработка является более помехоустойчивой в условиях небелых шумов, к которым также относятся и гидроакустические шумы.

Далее низкочастотный сигнал с пониженной частотой дискретизации проходит знаковую корреляционную обработку с целью выделения полезного сигнала:

где N_cp - длительность обрабатываемого сигнала в отсчетах частоты дискретизации f_cp,

m_k - опорный сигнал коррелятора в знаковой форме.

Далее по заданному порогу Y_пop происходит определение наличия сигнала в канале. Вычисляют пороговое значение Y п о р = n − 2 k n , где n - количество знаков в модулирующей псевдослучайной последовательности, k - это целое число, определяемое заданной вероятностью ложных срабатываний ρ_лож (при этом k≤n и выбирают как наибольшее число, при котором выполняется условие ρ л о ж ≈ 0.5 k Σ i = k n C n i , где C n i - число сочетаний i по n : C n i = n ! i ! ( n − k ) ! ) , с пороговым значением Y_пор сравнивают значение корреляционной функции Y_j>Y_пop, определяют наличие сигнала в случае, если значение корреляционной функции превышает пороговое значение.

Описанный цикл вычислений выполняется каждый момент времени j, с частотой дискретизации системы, что позволяет детектировать сигнал в реальном времени.

Отличительными от способа-прототипа признаками заявляемого способа являются: 1) предварительное выравнивание амплитуд сигнала до операции фильтрации; 2) смещение сигнала в область низких частот; 3) децимация частоты дискретизации сигнала интегральным способом для сокращения количества вычислительных операций по корреляционной обработке сигнала; 4) способ вычисления порогового значения. Наличие отличительных от прототипа признаков позволяет сделать вывод о соответствии заявляемого способа критерию ″новизна″.

Обзор известных изобретений показал, что заявленный способ обладает новым свойством, позволяющим минимизировать значение вероятности ложной тревоги, эффективно бороться с импульсной помехой и тем самым увеличить помехоустойчивость обработки гидроакустических сигналов, за счет выполнения операций в предложенной последовательности. Данное обстоятельство позволяет сделать вывод о соответствии разработанного способа критерию ″существенные отличия″.

Пример реализации способа.

Пусть есть излучатель гидроакустического шумоподобного фазоманипулированного сигнала, модулируемого по методу прямой последовательности. Средняя частота сигнала f_s=41666 Гц, ширина полосы частот сигнала, определяемая по уровню 0.1, равна Δf=10 кГц, нижняя граница спектра f_н,=36166 Гц, верхняя граница спектра f_B=46166 Гц, длина одного символа сигнала задана количеством периодов средней частоты сигнала N_p=8, длительность сигнала τ=24,3 мс, модулирующий код из семейства М-последовательностей длины 127. Данные условия актуальны для гидроакустических систем с короткой базой, работающих в условиях мелкого моря.

На входе приемного устройства пороговый детектор, работающий на частоте f_d=192 кГц (частота современных АЦП), который осуществляет прием сигнала. Сигнал в бинарном виде, представляющий собой смесь полезного сигнала и шумовой составляющей, с выхода детектора, подвергается смещению в область низких частот (f_ср=0 Гц, f_H=-5 кГц, f_B=5 Гц), полоса частот при этом остается прежней. Полученный сигнал проходит через фильтр низких частот с частотой среза f_ср=5 кГц, который подавляет высокочастотные составляющие сигнала (5(f)→0 при f>5 кГц). Затем происходит сокращение частоты дискретизации исходного сигнала в целое число раз N_д, которое определяется как округленное до меньшего целого значение частного f_d/2f_cp, то есть в данном случае 192000/10000=19,2 и после округления N_д=19. То есть после операции децимации частота дискретизации равна 10,1 кГц, а длительность сигнала в отсчетах частоты дискретизации равна 242. После чего происходит корреляционная обработка и каждое значение корреляции подвергается сравнению с заданным порогом h=0.45. Данное значение порога было h определено при помощи методов математической статистики и обеспечивает верное срабатывание приемного устройства с вероятностью не менее 95% для SNR ≥-18 дБ в условиях белого шума или SNR≥-7 дБ в условиях небелого шума реального гидроакустического канала.

Источники информации

1. Valery P. Ipatov, Spread Spectrum and CDMA. Principles and Applications / John Willy & Sons Ltd, 2005 - 398 p.

2. Linnik M.A., Karabanov I.V., Burdinskiy I.N. Threshold Methods of Sonar Pseudonoise Phase-shift Signal Detection / The First Russia and Pacific Conference on Computer Technology and Applications (Russia Pacific Computer 2010) 6-9 September, 2010 Russian Academy of Sciences, Far Eastern Branch. - Владивосток, 2010. - С.404-408.

Способ обработки шумоподобных фазоманипулированных сигналов, основанный на том, что принимают сигнал s(t) со средней частотой f_s и полосой частот Δf, фильтруют и выравнивают его амплитуду, генерируют опорный сигнал s₀(t), вычисляют корреляционную функцию Y(t) между опорным сигналом s₀(t) и отфильтрованным сигналом с выровненной амплитудой s_c(t) путем их перемножения Y(t)=s_c(t)s₀(t), интегрируют корреляционную функцию Y(t), отличающийся тем, что принимают сигнал s(t), оцифровывают сигнал, получают у_k, предварительно выравнивают амплитуды y ˙ k = s i g n [ y k ] , где s i g n [ x ] = { − 1   п р и   x < 0   + 1   п р и   x ≥ 0 , выполняют смещение в область низких частот и определяют реальную составляющую и мнимую составляющую сигнала (f_s - средняя частота обрабатываемого шумоподобного фазоманипулированного сигнала, f_d - частота дискретизации системы обработки сигнала, N_s - длина окна обработки, должна равняться целому числу периодов в отсчетах частоты дискретизации, т.е. N_s=n·T_s·f_d, где n=1, 2, 3…), для полученного сигнала y ˜ j = A j + i B j ( i = − 1 - мнимая единица) фильтром нижних частот подавляют высокочастотные составляющие, ^_ импульсная характеристика фильтра, N_ф - длина импульсной характеристики фильтра), проводят операцию децимации частоты дискретизации с шагом N_д сигнала где N_д ^_ шаг дискретизации, равный отношению частоты дискретизации f_d исходного сигнала и удвоенной частоты среза N д = f d 2 f c p = f d Δ f , после чего частота дискретизации сигнала становится равна f_d2=2f_ср=Δf, вторично выполняют выравнивание амплитуд сигнала y ˙ j д = s i g n [ y j д ] и для полученного сигнала y ˙ j д вычисляют значение корреляционной функции Y j = Σ k = 1 N c p y ˙ j д ⋅ m k , где N_ср ^_ длительность обрабатываемого сигнала в отсчетах частоты дискретизации f_d2, m_k - опорный сигнал коррелятора в знаковой форме, вычисляют пороговое значение Υ п о р = n − 2 k n , где n - количество знаков в модулирующей псевдослучайной последовательности, k - это целое число,определяемое заданной вероятностью ложных срабатываний ρ_лож (при этом k<n и выбирают как наибольшее число, при котором выполняется условие ρ л о ж ≈ 0.5 k Σ i = k n C n i , где C n i - число сочетаний i по n : C n i = n ! i ! ( n − i ) ! ) , с пороговым значением Y_пор сравнивают значение корреляционной функции Y_j>Y_пор, определяют наличие сигнала в случае, если значение корреляционной функции превышает пороговое значение.