Оптимизированные шаблоны опорных сигналов демодуляции

Оптимизированные шаблоны опорных сигналов демодуляции

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Родственные заявки

Эта заявка испрашивает приоритет предварительной заявки на патент США №61/358985, поданной 28 июня 2010 г., которая полностью включена в настоящее описание посредством ссылки.

Область техники, к которой относится изобретение

Настоящее изобретение, в целом, относится к сетям беспроводной связи и, в частности, к выбору ортогональных параметров передачи для опорных сигналов в системах с MIMO и агрегированием несущих.

Уровень техники

Сети беспроводной связи являются повсеместной частью современной жизни во многих областях. Непреклонной тенденцией в развитии беспроводной связи является спрос на более высокие скорости передачи данных, чтобы доставлять более широкий набор услуг и более богатые впечатления от использования для пользователей. Одним последним достижением с перспективой повысить скорости передачи данных и надежность является использование множества антенн в передатчике и/или приемнике. Использование множества антенн, как в передатчике, так и в приемнике приводит к каналам связи с множеством входов и множеством выходов (MIMO), имеющие наибольшие увеличения производительности относительно систем с одной антенной или гибридных систем.

Сети беспроводной связи работают согласно одному или более промышленных стандартов, таким как WCDMA, WiMax, GSM/EDGE, UTMS/HSPA, и тому подобных. Одним таким стандартом является долгосрочное развитие (LTE), разработанное и опубликованное Проектом партнерства 3-го поколения (3GPP). Версия 10 стандарта LTE, также известная как Rel-10 LTE или усовершенствованное LTE, поддерживает применения антенн MIMO и способы, ассоциированные с MIMO. Текущим рабочим положением для восходящей линии связи (UL) Rel-10 LTE является поддержка режима пространственного мультиплексирования (SU-MIMO) в связи от одного пользовательского оборудования (UE) в базовую станцию или в усовершенствованный Node B (eNodeB или eNB). SU-MIMO предназначено для высоких скоростей передачи данных при благоприятных состояниях каналов. SU-MIMO заключается в одновременной передаче множества потоков данных в одной и той же ширине полосы, где каждый поток данных называется уровнем. Многоантенные методы, такие как линейное предварительное кодирование, используются в передатчике, для того чтобы различать уровни в пространственной области и обеспечить возможность восстановления переданных данных в приемнике.

Другим методом MIMO, поддерживаемым в Rel-10 LTE, является MU-MIMO, где для множества UE, принадлежащих одной и той же соте, осуществляется, полностью или частично, совместное планирование в одной и той же ширине полосы и в одних и тех же временных слотах. Каждое UE в этой конфигурации MU0-MIMO может передавать множество уровней, таким образом, работая в режиме SU-MIMO.

Необходимо обеспечить возможность приемнику оценивать эквивалентный канал, ассоциированный с каждым переданным уровнем в соте, чтобы обеспечить возможность обнаружения всех потоков данных. Следовательно, каждое UE должно передавать уникальный опорный сигнал (RS или пилот-сигнал), по меньшей мере, для каждого переданного уровня. Определены разные типы RS - в том числе RS демодуляции, т.е. DMRS. Приемник учитывает, какой DMRS ассоциирован с каждым уровнем, и выполняет оценку ассоциированного канала посредством выполнения алгоритма оценки канала, как известно в данной области техники. Затем оцененный канал используется приемником в процессе обнаружения, чтобы восстанавливать данные из принятого потока данных.

В соответствии со стандартом Rel-10 LTE, в его текущем состоянии, определяется множество потенциальных RS, где каждый DMRS уникально определен посредством значения циклического сдвига (CS), причем поддерживаются 12 значений CS, и ортогонального кода покрытия (ОСС), причем определены 2 значения ОСС. В Rel-8 LTE, формат 0 управляющей информации нисходящей линии связи (DCI) для планирования физического совместно используемого канала восходящей линии связи (PUSCH) включает в себя 3-х битовое поле ( n D M R S ) для сигнализации CS для DMRS. Чтобы поддерживать SU-MIMO в восходящей линии связи Rel-10 LTE, множество циклических сдвигов и/или ортогональных кодов покрытия должны сигнализироваться в UE для мультиплексирования DMRS. Однако непрактично явным образом сигнализировать индексы множества циклических сдвигов для всех уровней, из-за большого объема служебных данных, которые потребовались бы для этого. Таким образом, рабочим положением для сигнализации CS является следующее.

Только один индекс циклического сдвига сигнализируется в соответствующей DCI, как в Rel-8. Отображенное значение циклического сдвига n D M R S ( 2 ) из сигнализированного индекса циклического сдвига n D M R S используется для DMRS уровня 0; значения циклического сдвига для других уровней получают из n D M R S ( 2 ) , в соответствии с предварительно определенным правилом. Таблица фиг.1 представляет рабочее положение для такого предварительно определенного правила.

Имеются два возможных ОСС для двух символов DMRS в одном подкадре (см. фиг.1). Помимо разделения множества DMRS посредством разных CS, ОСС может быть сигнализирован в UE, чтобы обеспечить лучшую ортогональность между мультиплексированными DMRS из разных уровней. Рабочим положением для сигнализации ОСС в RAN1 является неявная сигнализация ОСС.

Неявно назначенный ОСС может быть получен из сигнализированного значения циклического сдвига: n D M R S ( 1 ) + n D M R S ( 2 ) , где n D M R S ( 1 ) предоставляется более высокими уровнями, как полустатический CS, а n D M R S ( 2 ) - сигнализированное (динамическое) значение CS в самой недавней DCI для соответствующей передачи PUSCH, в соответствии с предварительно определенным правилом. Таблица фиг.1 представляет рабочее положение для такого предварительно определенного правила. В соответствующей DCI не требуется дополнительного бита для сигнализации ОСС.

Рабочее положение для отображения из значения CS в ОСС проиллюстрировано в таблице фиг.1, где разные ОСС отображены в соседние (смежные) значения CS. Следует заметить, что само n D M R S ( 2 ) будет в состоянии сигнализировать только 8 значений CS: 0, 2, 3, 4, 6, 8, 9 и 10. Однако n D M R S ( 1 ) + n D M R S ( 2 ) будет в состоянии передавать все возможные значения CS.

DMRS для каждого уровня (также известного как виртуальная антенна) конструируют, в соответствии со следующей процедурой.

Во-первых, после приема динамического значения CS n D M R S ( 2 ) из соответствующего физического канала управления нисходящей линии связи (PDCCH) и полустатического значения CS n D M R S ( 1 ) из верхних уровней, в соответствии с предварительно определенным правилом, изображенным в таблице 1, отображенный индекс ортогонального кода покрытия определяют как: I O C C = f ( n D M R S ( 1 ) + n D M R S ( 2 ) ) .

Во-вторых, DMRS для каждого уровня/виртуальной антенны может быть сконструирован, в соответствии с правилами, изображенными в таблице 1 для каждого ранга:

Таблица 1Правила, специфические для уровня, для вычисления CS и ОСС
Передача Ранг-1	Уровень (виртуальная антенна)	DMRS в слоте 0 и 1
0	CS: n D M R S ( 2 ) , индекс OCC: I O C C
Передача Ранг-2	0	CS: n D M R S ( 2 ) , индекс OCC: I O C C
1	CS: n D M R S ( 2 ) +6, индекс OCC: 1- I O C C
Передача Ранг-3	0	CS: n D M R S ( 2 ) , индекс OCC: I O C C
1	CS: n D M R S ( 2 ) +3, индекс OCC: 1- I O C C
2	CS: n D M R S ( 2 ) +6, индекс OCC: I O C C
Передача Ранг-4	0	CS: n D M R S ( 2 ) , индекс OCC: I O C C
1	CS: n D M R S ( 2 ) +3, индекс OCC: 1- I O C C
2	CS: n D M R S ( 2 ) +6, индекс OCC: I O C C
3	CS: n D M R S ( 2 ) +9, индекс OCC: 1- I O C C

Следует заметить, что в таблице 1 значения CS для каждого уровня содержат отображенное динамическое значение CS для уровня 0, n D M R S ( 2 ) , смещенное на предварительно определенную величину для каждого последовательного уровня. Из числа этих смещений, минимальное значение равно трем (т.е. для передач ранга-3 и ранга-4). Также следует заметить, что индекс ОСС является значением, определенным из таблицы фиг.1 и полустатического значения CS n D M R S ( 1 ) для уровня 0, а затем, чередующимся с другим определенным значением ОСС для каждого последовательного уровня. В идеальном случае, данная комбинация максимально разделяет DMRS в последовательных уровнях, посредством разделения CS равного трем, и чередующихся значений ОСС.

Эквивалентно поддерживаются схемы для конструирования DMRS для многоуровневой передачи, отличные от схем в таблице 1, приведенной выше. Например, возможны альтернативные правила для назначения значений CS и ОСС для последовательных уровней/виртуальных антенн на основе n D M R S ( 2 ) .

Помимо поддержки MIMO, Rel-10 LTE 3GPP дополнительно поддерживает режим работы с множеством несущих, также известный как агрегирование несущих, чтобы улучшить размер и гибкость назначения спектра. В случае режима работы с множеством несущих независимые каналы данных модулируются в каждую из двух или более несущих частот и передаются на каждой из двух или более несущих частот, известных как компонентные несущие (СС) или просто “несущие”. Назначение несущих восходящей линии связи (UP) и нисходящей линии связи (DL) является гибким, так что можно назначать разные набор и число несущих DL и UL для определенного UE.

Перекрестное планирование СС является новой моделью назначения ресурсов Rel-10, где одна СС DL управляет множеством СС UL. Следовательно, управляющая информация для всех управляемых CC DL может быть передана на одной и той же СС DL. Например, собранные управляющие сообщения ACK/NACK (PHICH), относящиеся к передачам UL для всех СС UL, могут собираться на одной и той же СС DL. Для того чтобы обеспечить возможность мультиплексирования разных сообщений PHICH на одной и той же СС, каждое сообщение PHICH определяется уникальными параметрами n P H I C H g r o u p и n P H I C H s e q , которые, в свою очередь, являются функциями нескольких параметров назначения, включая n D M R S для данной СС. Следовательно, рабочим положением в RAN1 является то, что циклические сдвиги DMRS UL являются доступными в качестве механизма, чтобы избегать конфликтов PHICH. В частности, рабочим положением относительно формул PHICH является:

n P H I C H g r o u p = ( I P R B _ R A l o w e s t _ i n d e x + n D M R S ) mod N P H I C H g r o u p + I P H I C H N P H I C H g r o u p

n P H I C H s e q =( ⌊ I P R B _ R A l o w e s t _ i n d e x / N P H I C H g r o u p ⌋ + n D M R S ) mod 2 N S F P H I C H (1)

где параметры I P R B _ R A l o w e s t _ i n d e x , N P H I C H g r o u p , I P H I C H и N S F P H I C H имеют смыслы, определенные в 3GPP TS 36.211, 36.212 и 36.213 (например, в V.9.0.0). То есть, N S F P H I C H - величина коэффициента разнесения, используемая для модуляции PHICH. I P R B _ R A l o w e s t _ i n d e x - наименьший индекс физического блока ресурса (PRB) в первом слоте соответствующей передачи PUSCH. N P H I C H g r o u p - число групп PHICH, сконфигурированное верхними уровнями, и I P H I C H - постоянная, значение которой зависит от текущей конфигурации дуплексной связи с временным разделением (TDD)/дуплексной связи с частотным разделением (FDD) (например, значение I P H I C H может зависеть от того, сконфигурировано ли UE в текущий момент с возможностью использования конкретного поднабора возможных конфигураций UL/DL), так что:

I P H I C H = { 1 д л я к о н ф и г у р а ц и и U L / D L T D D с п е р е д а ч е й P U S C H в п о д к а д р е n = 4 и л и 9 0 и н а ч е

Кроме того, в соответствии с положениями Rel-8, n D M R S в уравнении (1) задается самым последним форматом 0 DCI.

В случае передачи с множеством кодовых слов (CW) на одной и той же CC UL (как в случае многоуровневой передачи) отдельный PHICH должен быть сгенерирован для каждого CW UL на каждой CC UL в группе перекрестного планирования СС.

Предложенное рабочее решение имеет несколько недостатков. Гибкость планирования оказывается ограниченной в некоторых случаях, представляющих исключительный практический интерес, таких как перекрестное планирование СС. Избежание конфликтов в сигнализации PHICH накладывает ограничения на назначение DMRS UL, что уменьшает гибкость планирования. Ограничения на назначение DMRS-UL могут привести к ненужной суб-оптимальной производительности в оценке канала, вследствие недостаточной ортогональности между DMRS разных UE или уровней. Уменьшенная гибкость в назначении DMRS вследствие ограничений сигнализации PHICH приводит к сложным процедурам назначения для DMRS. Наконец, уменьшенная гибкость в планировании вследствие ограничений сигнализации PHICH приводит к сложному назначению ресурсов.

Раскрытие изобретения

В соответствии с определенными вариантами осуществления, описанными в настоящей заявке, предложены различные шаблоны отображения n D M R S в n D M R S ( 2 ) , которые дают возможность выбора CS и ОСС для DMRS в режиме работы MIMO для соблюдения минимальной эффективной ортогональности. Значения в таблицах отображения расположены в наборах с минимальным разделением CS между значениями в каждом наборе. Кроме того, полустатическое значение n D M R S является независимо конфигурируемым для каждой СС UL в случае перекрестного планирования СС, и формула назначения PHICH, которая определяет назначение процесса PHICH относительно k-го CW на c-й СС UL, является функцией, как от индекса CS n D M R S , k , c ( 2 ) , который динамически распределяется определенному уровню рассматриваемого CW, так и от полустатического смещения CS n D M R S , c ( 1 ) для c-й СС.

Один вариант осуществления относится к способу определения значений CS и ОСС, ассоциированных с DMRS, для множества уровней передачи посредством устройства в системе беспроводной связи, использующей режим работы MIMO. Принимают полустатическое значение CS n D M R S ( 1 ) и динамическое значение CS n D M R S . Предварительно определенную таблицу индексируют посредством n D M R S , чтобы получить первое значение CS n D M R S ( 2 ) и значение ОСС n D M R S O C C , ассоциированные с DMRS, для уровня 0. В предварительно определенной таблице значения CS n D M R S ( 2 ) расположены в двух или более наборах значений CS n D M R S ( 2 ) , причем значения CS n D M R S ( 2 ) в каждом наборе разделены предварительно определенным минимальным смещением, специфическим (т.е. индивидуально заданным) для уровня. Первое значение CS, ассоциированное с DMRS, для других уровней, получают посредством прибавления предварительно определенного смещения, специфического для уровня, к n D M R S ( 2 ) . Второе значение CS для каждого уровня вычисляют посредством сложения n D M R S ( 1 ) и n D M R S ( 2 ) .

Другой вариант осуществления относится к способу определения значений CS и ОСС, ассоциированных в DMRS, для множества уровней передачи и компонентных несущих, и назначения PHICH, посредством устройства в системе беспроводной связи, использующей режим работы MIMO и агрегирование несущих. Принимают полустатическое значение CS n D M R S , c ( 1 ) , ассоциированное с каждой компонентной несущей (СС), в случае перекрестного планирования СС. Назначение процесса PHICH относительно k-го кодового слова на c-й СС является функцией, как от первого значения CS n D M R S , k , c ( 2 ) , ассоциированного с DMRS, для определенного уровня кодового слова, так и от полустатического значения CS n D M R S , c ( 1 ) , ассоциированного с c-й СС.

Краткое описание чертежей

Фиг.1 - таблица отображения для значений циклического сдвига DMRS, в соответствии с предшествующим уровнем техники.

Фиг.2 - схема отображения циклического сдвига DMRS предшествующего уровня техники для режима работы с множеством несущих, в соответствии с таблицей фиг.1.

Фиг.3 - функциональная блок-схема сети беспроводной связи.

Фиг.4 - таблица отображения для значений циклического сдвига DMRS, в соответствии с одним вариантом осуществления настоящего изобретения.

Фиг.5 - таблица отображения для значений циклического сдвига DMRS, в соответствии с другим вариантом осуществления настоящего изобретения.

Фиг.6 - таблица отображения для значений циклического сдвига DMRS, в соответствии с еще одним вариантом осуществления настоящего изобретения.

Фиг.7 - схема отображения циклического сдвига DMRS для режима работы с множеством несущих, в соответствии с таблицей фиг.4.

Фиг.8 - блок-схема последовательности этапов способа определения значений циклического сдвига для DMRS.

Фиг.9 - схема отображения циклического сдвига DMRS для режима работы с множеством несущих, в соответствии с таблицей фиг.1, но с использованием полустатических значений циклического сдвига, в соответствии с одним вариантом осуществления настоящего изобретения.

Осуществление изобретения

Фиг.3 изображает примерную сеть 10 беспроводной связи, такую как сеть 10 усовершенствованного LTE (хотя варианты осуществления изобретения не ограничены этой технологией радиодоступа). UE 12 осуществляет связь с узлом В или eNodeB 14, который предоставляет услуги радиосвязи в множество UE 12 в географической области или соте 16. eNodeB 14 управляется контроллером радиосети (RNC) 18, который соединяется через базовую сеть (CN) 20 с одной или более сетями передачи пакетных данных или телекоммуникационными сетями, такими как коммутируемая телефонная сеть общего пользования (PSTN) 22.

UE 12 включает в себя радиочастотный (RF) приемопередатчик 30, который принимает сигналы беспроводной связи (например, данных и управления) из eNodeB 14 и передает сигналы беспроводной связи в eNodeB 14 по одной или более антенн 31А, 31В. Приемопередатчиком 30 управляет контроллер 32, который может содержать универсальный процессор, процессор цифровых сигналов (DSP) или другую схему обработки, как известно в данной области техники. Функциональные возможности, содержащие варианты осуществления настоящего изобретения, могут быть осуществлены как модули программного обеспечения, сохраненные в памяти 34 и выполняемые контроллером 32.

Аналогично, eNodeB 14 включает в себя RF приемопередатчик 40, который принимает сигналы беспроводной связи из одного или более UE 12 и передает сигналы беспроводной связи в одно или более UE 12 в соте 16 по одной или более антенн 41А, 41В. Приемопередатчиком 40 управляет контроллер 42, который может содержать универсальный процессор, процессор цифровых сигналов (DSP) или другую схему обработки, как известно в данной области техники. Функциональные возможности, содержащие варианты осуществления настоящего изобретения, могут быть осуществлены как модули программного обеспечения, сохраненные в памяти 44, и выполняемые контроллером 42. Кроме того, таблица, отображающая индекс CS n D M R S в динамическое значение CS для уровня 0 n D M R S ( 2 ) , обсуждаемая ниже, может находиться в памяти 44. Двойные антенны 31А, 31В и 41а, 41b в UE 10 и в eNodeB 14, соответственно, указывают, что сеть 10 поддерживает SU-MIMO и MU-MIMO. Кроме того, двойные указатели беспроводной связи означают, что сеть 10 поддерживает агрегирование несущих.

При использовании многоуровневой передачи важно достичь максимальной ортогональности между DMRS разных уровней посредством комбинирования разделения CS и ОСС и посредством максимизации дистанции между соседними DMRS. Минимальная дистанция между DMRS становится особенно важной, когда четыре уровня планируются совместно на одной и той же СС. Все эти уровни могут принадлежать одному и тому же UE или разным UE, которые планируются совместно в конфигурации MU-MIMO.

Для того чтобы максимизировать дистанцию между уровнями, рабочим положением в случае четырех уровней на СС является разделение соседних DMRS комбинацией из трех CS и, возможно, ОСС. Результаты моделирования показали, что эффективность, получаемая с меньшей дистанции между DMRS, является недостаточной для достижения приемлемой производительности линии связи в случае четырехуровневой передачи.

В случае двух уровней для каждого UE, рабочим положением является разделение этих 2 DMRS UE шестью значениями CS, в то время как в случае трех уровней для каждого UE рабочим положением является разделение соседних DMRS UE тремя значениями CS и ОСС. Таким образом, в соответствии с рабочим положением в Rel-10, DMRS должны назначаться в позиции, которые являются кратными трем позициям CS, для того чтобы максимизировать разнесение между DMRS, принадлежащим одному и тому же UE, или разным UE в модели MU-MIMO.

Как замечено ранее, поле n D M R S используется в Rel-8 также и для назначения PHICH, в соответствии с уравнением (1). В случае перекрестного планирования СС и передачи с множеством CW, как для Rel-10, назначение PHICH будет разным для каждого CW и каждой СС. Обычным расширением уравнения (1) является замена n D M R S на n D M R S , k , c ( 2 ) , таким образом, получая:

n P H I C H , k , c g r o u p =( I P R B _ R A l o w e s t _ i n d e x + n D M R S , k , c ( 2 ) )mod N P H I C H g r o u p + I P H I C H N P H I C H g r o u p

n P H I C H , k , c s e q =( ⌊ I P R B _ R A l o w e s t _ i n d e x / N P H I C H g r o u p ⌋