Устройство и способ обработки входного звукового сигнала с помощью каскадированного банка фильтров

Устройство и способ обработки входного звукового сигнала с помощью каскадированного банка фильтров

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Область техники

Изобретение относится к системам кодирования источников звука, которые используют способ гармонической перестановки для получения высокого разрешения по частоте (HFR), а также процессорам цифровых эффектов, например так называемым возбудителям, которые генерируют гармонические искажения и добавляют яркость восприятия обработанного сигнала, и корректировщикам времени, которые увеличивают продолжительность сигнала при сохранении спектрального состава исходного сигнала.

Уровень техники

В РСТ WO 98/57436 была сформулирована концепция перестановки как способа восстановления высокочастотного диапазона на основе нижнего участка диапазона частот звукового сигнала. С помощью этой концепции аудиокодирования может быть получена существенная экономия битрейта. На основе HFR системы аудиокодирования, низкочастотный сигнал обрабатывается кодировщиком основного сигнала, а более высокие частоты повторно генерируются с использованием перестановки и дополнительной информации с очень низким битрейтом, которые описывают целевую форму спектра в декодировщике. Для низкого битрейта, который имеет узкий диапазон основного закодированного сигнала, становится все более важным, чтобы восстановленный высокочастотный диапазон имел хорошие характеристики восприятия. Гармонические перестановки, сформулированные в РСТ WO 98/57436, очень хорошо работают для сложных музыкальных сигналов в ситуации с низкой частотой кроссовера (разделительного фильтра). Принцип гармонической перестановки состоит в том, что синусоида с частотой ω преобразуется в синусоиду с частотой Tω, где целое число T>1, определяет порядок перестановки. В отличие от этого, модуляция в одном диапазоне (SSB) на основе способа отображения HFR синусоиды с частотой ω в синусоиду с частотой ω+Δω использует фиксированный сдвиг частоты Δω. Для основного сигнала с низкочастотным диапазоном, диссонирующие артефакты могут быть вызваны SSB перестановками.

Для достижения наилучшего возможного качества звука, современные высококачественные HFR гармонические способы используют сложные модулирующие банки фильтров, например, на основе Преобразования Фурье за короткий промежуток времени (STFT), с высоким разрешением по частоте и высокой степенью передискретизации для достижения необходимого качества звука. Высокое разрешение необходимо, чтобы избежать нежелательных интермодуляционных искажений, связанных с нелинейной обработкой суммы синусоид. При достаточно высоком разрешении по частоте, то есть для узких поддиапазонов, для получения способов с высоким качеством необходимо стремиться к тому, чтобы в каждом поддиапазоне имелось не более одной синусоиды. Высокая степень передискретизации во времени необходима для исключения искажений типа алиасинга, а определенная степень передискретизации по частоте необходима для исключения появления сигналов эха перед сигналами с переходными процессами. Очевидный недостаток состоит в том, что может стать высокой вычислительная сложность.

Блок поддиапазона, основанный на гармонической перестановке, является другим HFR способом, используемым для подавления интермодуляционных эффектов, в этом случае используется банк фильтров с грубым разрешением по частоте и низкой степенью передискретизации, например многоканальный QMF банк. Согласно этому способу временной блок выборок поддиапазона с комплексными значениями обрабатывается общим регулировщиком фазы, в то время как суперпозиция нескольких модифицированных выборок формирует выборку поддиапазона на выходе. Это пример чистого подавления интермодуляционных эффектов, которые возникают в противном случае, когда входной сигнал поддиапазона состоит из нескольких синусоид. Перенос с использованием блока на основе обработки поддиапазона имеет намного меньшую вычислительную сложность, чем для высококачественных модулей перестановки, и позволяет получить почти такое же качество для многих сигналов. Однако сложность по-прежнему значительно выше, чем для тривиальных SSB способов, основанных на HFR, так как требуется множество банков фильтров анализа, каждый обрабатываемый сигнал имеет различный порядок перестановки T, необходимый в типичном приложении HFR при синтезе необходимого диапазона частот. Кроме того, общий подход заключается в адаптации частоты дискретизации входных сигналов, чтобы соответствовать банку фильтров анализа постоянного размера, хотя сигналы банка фильтров имеют различные порядки перестановки. Также распространенным является применение фильтров диапазонов для входных сигналов с целью получения выходных сигналов, обрабатываемых перестановками с различными порядками, с неперекрывающимися спектральными плотностями мощности.

Часто накладываются жесткие ограничения по битрейту на хранение или передачу аудиосигналов. Предыдущие кодировщики были вынуждены резко сокращать передаваемый аудиодиапазон, поскольку они имели очень низкий битрейт. Современные аудиокодировщики в настоящее время могут кодировать широкодиапазонные сигналы с помощью способов расширения диапазона частот (BWE) [1-12]. Эти алгоритмы основываются на параметрическом представлении высоких частот (HF), который формируется из низкочастотной части (LF) декодированного сигнала с помощью перестановки патчей в HF область спектра («патчирование», «заплатка», или «патч» - информация, предназначенная для автоматизированного внесения определенных изменений в компьютерные файлы) и применением параметра, полученного при последующей обработке. LF часть кодируется с помощью любого аудио- или речевого кодировщика. Например, способы расширения диапазона, описанные в [1-4] и основанные на модуляции одного диапазона (SSB), для создания нескольких HF патчей, часто также называют способами «копирования вверх».

Недавно был создан новый алгоритм [13] (см. фиг.20), в котором для создания различных патчей используется банк фазовых вокодировщиков [15-17]. Этот способ был разработан для исключения шероховатостей слухового восприятия, которые часто наблюдаются в сигналах, подвергаемых процедуре расширения диапазона частот SSB. Однако поскольку BWE алгоритм при декодировании выполняется в цепи кодировщика, вычислительная сложность представляет собой серьезную проблему. Уровень развития современных способов, особенно фазовых вокодировщиков на основе НВЕ, приводит к значительному увеличению вычислительной сложности по сравнению с SSB способом.

Как отмечалось выше, существующие схемы расширения диапазона частот применяют только один способ патчирования данного блока сигнала в текущий момент времени, т.е. либо SSB на основе патчирования [1-4] либо НВЕ вокодировщик на основе патчирования [15-17]. Кроме того, современные аудиокодировщики [19-20] предлагает возможность глобального переключения способов патчирования на основе блоков во времени между альтернативными схемами патчирования.

SSB патчирование с копированием вверх вносит нежелательные шероховатости в звуковой сигнал, но обладает вычислительной простотой и сохраняет огибающую во времени переходных процессов. Кроме того, вычислительная сложность значительно увеличивается во время выполнения очень простого с точки зрения вычислений SSB способа с копированием вверх.

Сущность изобретения

При решении задач сокращения сложности алгоритма, частоты дискретизации имеют особое значение. Это связано с тем, что высокая частота дискретизации приводит к высокой сложности, и низкая частота дискретизации обычно означает низкую сложность в связи с уменьшением числа необходимых операций. С другой стороны, особенности использования приложений по расширению диапазона частот приводят к тому, что частота дискретизации выходного сигнала основного кодировщика, как правило, будет настолько низкой, что эта частота дискретизации становится слишком малой для полного диапазона сигнала. Иными словами, если, например, частота дискретизации выходного сигнала декодировщика в 2 или в 2,5 раза больше максимальной частоты выходного сигнала основного кодировщика, то расширение диапазона частот с коэффициентом 2 будет означать, что необходима операция дискретизации с уменьшенным шагом для того, чтобы величина выборки сигнала с расширенным диапазоном частот была настолько мала, чтобы выборка могла "перекрыть" дополнительно сгенерированные высокочастотные компоненты.

Кроме того, необходимо, чтобы банки фильтров, такие как банки фильтров анализа и синтеза выполняли значительное количество операций по переработке. Таким образом, размер банка фильтров, т.е. имеет ли банк фильтров 32 канала, 64 канала или даже большее число каналов, будет существенно влиять на сложность алгоритма аудиообработки. Следовательно, для большого количества каналов в банке фильтров требуется больше операций по обработке, чем при небольшом количестве фильтров каналов, и приводит к более высокой сложности. В связи с этим, в приложениях по расширению диапазона частот, а также в других приложениях аудиообработки, где используются различные частоты дискретизации, например, в приложениях, подобных вокодировщикам или любым другим приложениям аудиоэффектов, существуют конкретные взаимозависимости между сложностью и частотой дискретизации или диапазоном аудиочастот, откуда следует, что операции по увеличению частоты дискретизации или поддиапазонов фильтрации могут значительно повысить сложность, и при этом не будут влиять на качество звука при выборе конкретных операций неправильных инструментов и алгоритмов.

Технической задачей настоящего изобретения является создание усовершенствованной концепции обработки звука, которая имеет низкую сложность обработки, с одной стороны, и хорошее качество звука с другой.

Это достигается с помощью устройства для обработки входного звукового сигнала в соответствии с п.1 или 18, способа обработки входного звукового сигнала в соответствии с п.20 или 21 или компьютерной программой в соответствии с п.22.

Варианты осуществления настоящего изобретения связаны с конкретными способами каскадного размещения банка фильтров анализа и/или синтеза для получения повторной дискретизации небольшой сложности без потери качества звука. В варианте исполнения устройство для обработки звукового сигнала включает в себя банк фильтров синтеза для синтеза звука промежуточного сигнала на основе входного звукового сигнала, причем входной звуковой сигнал представлен множеством сигналов в первом поддиапазоне, полученными с помощью банка фильтров анализа, размещенных при обработке перед банком фильтров синтеза, причем количество каналов в банке фильтров синтеза меньше, чем количество каналов в банке фильтров анализа. Промежуточный сигнал обрабатывается в дополнительном банке фильтров анализа для генерирования множества сигналов второго поддиапазона промежуточного звукового сигнала, причем дополнительны банк фильтров анализа имеет количество каналов, отличающееся от числа каналов в банке фильтров синтеза, так что частота выборок сигнала поддиапазона для множества сигналов поддиапазона отличается от частоты дискретизации первого сигнала поддиапазона для множества сигналов первого поддиапазона, сгенерированных в банке фильтров анализа.

Каскад фильтров синтеза и последовательно включенный с ним банк фильтров анализа обеспечивают преобразование частоты дискретизации и дополнительную модуляцию участка диапазона исходного входного звукового сигнала, который поступает на вход банка фильтров синтеза основного диапазона. Предпочтительно, чтобы этот промежуточный сигнал во времени, который извлекается из исходного входного звукового сигнала, являлся, например, выходным сигналом основного декодировщика схемы расширения диапазона частот, который в данном изобретении представлен в качестве критической выборки сигнала, модулированного в основном диапазоне. Было установлено, что это представление, то есть повторно дискретизированный выходной сигнал, при последующей обработке в банке фильтров анализа для получения представления поддиапазона, имеет низкую сложность выполнения дальнейших операций, которые могут произойти или не произойти, и которые могут, например, обрабатываться с помощью операций расширения диапазона, таких как нелинейная обработка поддиапазона, заключающаяся в восстановлении высокочастотного участка диапазона, и операции слияния поддиапазонов в конечном банке фильтров синтеза.

Настоящее воплощение изобретения предоставляет различные аспекты аппаратного исполнения, способов и компьютерных программ для обработки звуковых сигналов в контексте расширения диапазонов частот и других аудиоприложений, которые не связаны с расширением диапазонов частот. Детальное изложение изобретения представлено ниже, а отдельные заявленные аспекты изобретения могут быть полностью или частично объединены, но могут также использоваться отдельно друг от друга, так как отдельные аспекты уже обеспечивают преимущества в восприятии качества, сложности вычислений и ресурсов процессора/памяти при реализации в компьютере или микропроцессоре.

Варианты изобретения реализуют способ для уменьшения вычислительной сложности участка поддиапазона на основе гармонического HFR способа с помощью эффективной фильтрации и выполнения повторной частотой дискретизации входных сигналов на этапах анализа в HFR банке фильтров. Кроме того, на фильтры диапазонов поступают входные сигналы, которые в модуле перестановки могут быть отмечены как устаревшие для участка поддиапазона.

Настоящие варианты изобретения способствуют уменьшению вычислительной сложности для участка поддиапазона на основе гармонической перестановки с эффективностью реализации в несколько порядков, т.е. перестановки в фрейме производятся в совмещенной паре банков фильтров анализа и синтеза. Компромисс достигается с учетом качества восприятия в сравнении с вычислительной сложностью, и только некоторые из подмножества порядков или все порядки перестановки могут быть выполнены совместно в паре банков фильтров. Кроме того, используется комбинированная схема перестановки, где непосредственно рассчитываются только определенные порядки перестановки, в то время как оставшийся диапазон частот заполняется с помощью копирования, то есть с помощью рассчитанного до этого порядка перестановки (например, второго порядка) и/или основного диапазона кодирования. В этом случае патчирование может быть осуществлено с использованием каждой возможной комбинации из доступного диапазона источников для копирования.

Кроме того, варианты осуществления изобретения представляют как способ улучшения качества гармоническими HFR способами, так и гармонические HFR способы для участка поддиапазона с помощью HFR инструментов спектрального выравнивания. В частности, повышение производительности достигается за счет выравнивания спектральных границ сгенерированных HFR сигналов с помощью частотной таблицы регулировки огибающей спектральной границы. Кроме того, спектральные границы инструмента ограничителя удовлетворяют тому же принципу соответствия спектральной границы сгенерированных HFR сигналов.

Другие варианты воплощения настроены на улучшение восприятия качества переходных процессов и, в то же время, на снижение вычислительной сложности, например, применение схемы патчирования, которая применяет смешанное патчирование, состоящее из гармонического патчирования и патчирования с копированием вверх.

В конкретных вариантах осуществления отдельные банки фильтров в каскадной структуре банка фильтров являются банками квадратурных зеркальных фильтров (QMF), которые выполнены на основе ФНЧ прототипа или окна, модулированного с помощью набора частот модуляции, определяющих центральные частоты каналов банка фильтров. Предпочтительно, чтобы все оконные функции или фильтры-прототипы были взаимосвязаны друг с другом, т.е. чтобы фильтры из банка фильтров с различными размерами (каналы банка фильтров) также были взаимосвязаны друг с другом. Предпочтительно, чтобы максимальный вариант банка фильтров в каскадной структуре банка фильтров включал в себя, в вариантах исполнения, первый банк фильтров анализа, последовательно подключенный к нему банк фильтров последующего анализа, а по завершении обработки окончательный банк фильтров синтеза, имеющий функцию окна или отклик фильтра-прототипа с определенным количеством функций окна или коэффициентов фильтра-прототипа. Вариант банка фильтров с меньшим размером содержит все версии малых выборок такой функции окна, что означает, что функции окна для других банков фильтров являются версиями малых выборок «большой» оконной функции. Например, если банк фильтров имеет половину размера большого банка фильтров, то функция окна в два раза меньше числа коэффициентов и коэффициенты банка фильтров меньшего размера получены с помощью версий малых выборок. В этой ситуации, версия малых выборок означает, что, например, каждый второй коэффициент фильтра берется из меньшего банка фильтров, имеющего в два раза меньший размер. Однако когда есть другие соотношения между размерами банка фильтров, которые не являются целочисленными, то определенный вид интерполяции оконных коэффициентов применяется таким образом, что в конце окна меньшего банка фильтров снова используется версия малых выборок окна банка фильтров больших размеров.

Варианты осуществления настоящего изобретения особенно полезны в ситуациях, когда для дальнейшей обработки используется только часть входного звукового сигнала, и эта ситуация особенно удачно решается в контексте гармонического расширения диапазона частот. В этом контексте являются особенно предпочтительными операции обработки, подобные вокодировщику.

Преимущество вариантов изобретения состоит в том, что варианты обеспечивают меньшую сложность модуля QMF перестановки за счет эффективности по времени, операций в частотной области и улучшения качества звука для QMF и DFT на основе гармонического копирования спектрального диапазона с использованием спектрального выравнивания.

Варианты относятся к системам кодирования источников звука, использующих, например, модуль поддиапазона на основе способа гармонической перестановки для получения высокого разрешения по частоте при восстановлении (HFR), а также процессоры цифровые эффектов, например, так называемые возбудители, в которых генерируются гармонические искажения, добавляющие яркость восприятия обработанного сигнала, а также корректировщики времени, в которых продолжительность сигнала увеличивается и сохраняется спектральный состав исходного сигнала. Варианты исполнения обеспечивают способ уменьшения вычислительной сложности участка поддиапазона с использованием способа гармонического HFR с помощью эффективной фильтрации и изменения частоты дискретизации входных сигналов до этапа обработки в банке HFR фильтров анализа. Кроме того, варианты исполнения показывают, что традиционные фильтры диапазонов, применяемые к входным сигналам, являются устаревшими для участка поддиапазона, использующего HFR систему. Кроме того, варианты исполнения с помощью инструмента HFR реализуют спектральное выравнивание не только в качестве способа улучшения качества гармонического HFR способа, но и для улучшения участка поддиапазона на основе гармонического HFR способа. В частности, варианты исполнения позволяют повысить производительность за счет выравнивания спектральных границ сгенерированных HFR сигналов в соответствии с частотной таблицей регулировки огибающей спектральной границы. Кроме того, спектральные границы инструмента ограничителя по такому же принципу соответствуют спектральным границам сгенерированных HFR сигналов.

Краткое описание чертежей

Настоящее изобретение будет описано путем наглядных примеров, не ограничивающих объем или сущность изобретения со ссылкой на прилагаемые чертежи, на которых:

фиг.1 иллюстрирует работу модуля перестановки на основе использования порядков перестановок 2, 3, и 4 в фреймах расширенного HFR декодировщика;

фиг.2 показана работа модуля нелинейного растяжения поддиапазона в соответствии с фиг.1;

фиг.3 иллюстрирует эффективную реализацию модуля перестановки в соответствии с фиг.1, где модуль передискретизации и полосовые фильтры из предыдущего банка HFR фильтров анализа реализованы с использованием множества скоростей дискретизации в модуле передискретизации во временной области и QMF на основе полосовых фильтров;

на фиг.4 показан пример формирования блоков для эффективной реализации с использованием разных скоростей во временной области модуля передискретизации на фиг.3;

фиг.5 иллюстрирует результат обработки тестового сигнала с помощью различных блоков по фиг.4 для перестановки порядка 2;

фиг.6 иллюстрирует эффективную реализацию модуля перестановки по фиг.1, в которой модуль передискретизации и фильтр диапазонов из предыдущего банка HFR фильтров анализа заменены на небольшие банки фильтров синтеза с передискретизацией, действующие на отдельные поддиапазоны с помощью 32-диапазонного банка фильтров анализа;

фиг.7 иллюстрирует результат обработки тестового сигнала с помощью фильтров синтеза с передискретизацией на фиг.6 для перестановки порядка 2;

фиг.8 иллюстрирует эффективную реализацию блоков с использованием разных скоростей во временной области в модуле передискретизации с уменьшением выборок с коэффициентом 2;

фиг.9 иллюстрирует эффективную реализацию блоков с использованием разных скоростей во временной области в модуле передискретизации с уменьшением выборок с коэффициентом 3/2;

фиг.10 иллюстрирует выравнивание спектральных границ модулем перестановки HFR сигналов до границ огибающей спектра в регулируемом диапазоне частот, в расширенном HFR кодировщике;

фиг.11 иллюстрирует ситуацию, когда в связи с выравниванием спектральных границ в модуле перестановки HFR сигналов возникают артефакты;

фиг.12 иллюстрирует ситуацию, каким образом можно исключить артефакты по фиг.11 при выравнивании спектральных границ в модуле перестановки HFR сигналов;

фиг.13 иллюстрирует адаптацию спектральных границ в инструменте ограничения спектральных границ в модуле перестановки HFR сигналов;

фиг.14 иллюстрирует типичный участок поддиапазона, полученный путем гармонической перестановки;

фиг.15 иллюстрирует пример сценария для применения обработки на основе перестановки к участку поддиапазона с использованием нескольких порядков перестановки в расширенном HFR аудиокодировщике;

фиг.16 иллюстрирует пример сценария с традиционным способом обработки участка поддиапазонана с использованием нескольких порядков перестановки, применяющих отдельный банк фильтров анализа для данного порядка перестановки;

фиг.17 иллюстрирует пример сценария с использованием способа изобретения для эффективной обработки участка поддиапазона с применением нескольких порядков перестановки на основе одного 64 диапазонного QMF банка фильтров анализа;

фиг.18 иллюстрирует еще один пример процедуры формирования сигнала поддиапазона;

фиг.19 иллюстрирует патчирование с модуляцией одного диапазона (SSB);

фиг.20 иллюстрирует патчирование гармонического расширения диапазона частот (НВЕ);

фиг.21 иллюстрирует смешанное патчирование, при котором первое патчирование формируется с помощью расширения по частоте, а второе патчирование производится с помощью SSB копирования низкочастотного участка в верхнюю часть диапазона;

фиг.22 иллюстрирует альтернативное смешанное патчирование, использующее первое НВЕ патчирование для генерации второго патчирования с помощью SSB копирования низкочастотного участка в верхнюю часть диапазона;

фиг.23 иллюстрирует предпочтительный вариант каскадной структуры банка фильтров анализа и синтеза;

фиг.24A иллюстрирует предпочтительный вариант осуществления малого банка фильтров синтеза по фиг.23;

фиг.24B иллюстрирует предпочтительный вариант осуществления улучшенного банка фильтров анализа по фиг.23;

в таблице 2 показан обзор нескольких вариантов банков фильтров анализа и синтеза по стандарту ISO/IEC 14496-3:2005 (E) и, в частности, вариант исполнения банка фильтров анализа, которые можно использовать в качестве банка фильтров анализа по фиг.23, и реализации банка фильтров синтеза, которые можно использовать в качестве окончательного банка фильтров синтеза по фиг.23;

фиг.25A иллюстрирует реализацию в виде блок-схемы банка фильтров анализа по таблице 2;

фиг.25B иллюстрирует предпочтительный вариант осуществления банка фильтров синтеза по таблице 2;

фиг.26 иллюстрирует общее представление о фреймах, в контексте обработки с расширением диапазона частот, и

фиг.27 иллюстрирует предпочтительный вариант осуществления обработки выходных сигналов поддиапазона с помощью улучшенного банка фильтров анализа по фиг.23.

Описание предпочтительных вариантов

Описанные ниже варианты осуществления изобретения являются лишь иллюстративными и могут обеспечить более низкую сложность QMF модуля перестановки, эффективного по выполнению операций во временной и частотной области, а также улучшающего качество звука при использовании как QMF, так и DFT на основе SBR гармонического спектрального выравнивания. Понятно, что модификации и изменения механизмов и деталей, описанных здесь, будут очевидны другим специалистам в данной области. Это изобретение, следовательно, должно быть ограничено только объемом формулы изобретения, а не конкретными деталями, представленными в виде описаний и объяснений изложенных здесь вариантов.

Фиг.23 иллюстрирует предпочтительный вариант осуществления устройства для обработки звукового сигнала, где входной звуковой сигнал может быть входным сигналом во временной области с выходом на линию 2300, например, основного звукового декодировщика 2301. Входной звуковой сигнал поступает на вход в первый банк фильтров анализа 2302, который, например, имеет M каналов. Следовательно, банк фильтров анализа 2302 имеет на выходе M сигналов поддиапазонов 2303, которые имеют частоту дискретизации f_S=f_S/M. Это означает, что банк фильтров анализа является банком фильтров анализа с критическим отбором выборок. Это означает, что банк фильтров анализа 2302 обеспечивает для каждого блока M входных выборок для линии 2300 с одной выборкой для каждого канала поддиапазона. В предпочтительном варианте, банк фильтров анализа 2302 представляет собой сложный модулирующий банк фильтров, в котором каждая выборка поддиапазона имеет магнитуду и фазу, что эквивалентно наличию вещественной и мнимой части. Таким образом, входной звукового сигнал на линии 2300 представлен множеством сигналов первого поддиапазона 2303, которые генерируются с помощью банка фильтров анализа 2302.

Подмножество всех сигналов первого поддиапазона поступает на вход банка фильтров синтеза 2304. Банк фильтров синтеза 2304 имеет M_S каналов, где M_S меньше, чем M. Следовательно, в банк фильтров синтеза 2304 вводятся не все сигналы поддиапазонов, генерируемые банком фильтров 2302, а только часть, то есть несколько меньшее количество каналов, как показано цифрой 2305. В варианте исполнения на фиг.23 подмножество 2305 охватывает некоторый промежуточный диапазон частот, но, в качестве альтернативы, это подмножество может также охватывать диапазон частот пропускания фильтров, начиная с канала 1 банка фильтров 2302, до канала, имеющего номер канала, меньший чем M, либо это подмножество 2305 может также охватывать диапазон сигналов поддиапазона, начиная с наибольшего номера канала M и заканчивая нижним номером канала, большим чем 1. Кроме того, индекс канала может начинаться с нуля, в зависимости от фактически использованных обозначений. Предпочтительно, однако, для операций расширения диапазона, чтобы некоторый промежуточный диапазон частот представлял сигналы поддиапазона, указанные в 2305, вводимые в банк фильтров синтеза 2304.

Другие каналы, не принадлежащих к группе 2305, не поступают на вход в банк фильтров синтеза 2304. Банк фильтров синтеза 2304 создает промежуточный звуковой сигнал 2306, который имеет частоту дискретизации f_S·M_S/M. Так как M_S меньше, чем M, то частота дискретизации промежуточного сигнала 2306 будет меньше, чем частота дискретизации входного звукового сигнала на линии 2300. Таким образом, промежуточный сигнал 2306 имеет уменьшенную частоту дискретизации и представляет собой демодулированный сигнал, соответствующий диапазону частот сигнала, представленного поддиапазонами 2305, в которых сигнал демодулируется в основном диапазоне. Таким образом, низкочастотный канал диапазона 2305 поступает на вход в канал 1 из M_S каналов банка фильтров синтеза, а самый высокочастотный канал блока 2305 поступает на вход с наибольшим номером в блоке 2304, за исключением некоторых операций с заполнением нулями по каналу с наименьшим или наибольшим номером для решения проблем алиасинга на границах подмножества 2305. Устройство для обработки входного звукового сигнала, отличающееся тем, что содержит дополнительный банк фильтров анализа 2307 для анализа промежуточного сигнала 2306, причем банк фильтров анализа имеет M_A каналов, где M_A отличается от M_S и предпочтительно, чтобы M_A было больше, чем M_S. Если M_A больше M_S, то частота дискретизации выходных сигналов поддиапазонов в дополнительном банке фильтров анализа 2307, указанная в 2308, будет ниже, чем частота дискретизации сигнала поддиапазона 2303. Однако когда M_A меньше, чем M_S, то частота дискретизации сигнала поддиапазона 2308 будет выше, чем частота дискретизации сигнала поддиапазона из множества сигналов первого поддиапазона 2303.

Таким образом, каскад банков фильтров 2304 и 2307 (и предпочтительно 2302) обеспечивает высокие эффективность и качество операций по увеличению или уменьшению частоты дискретизации или высокую общую эффективность инструментов для выполнения передискретизации. Множество сигналов второго поддиапазона 2308 предпочтительно подвергается дальнейшей обработке в процессоре 2309, который выполняет обработку повторно дискретизированных данных в каскаде банка фильтров 2304, 2307 (и, предпочтительно, 2302). Кроме того, предпочтительно, чтобы блок 2309 также выполнял операцию повторной дискретизации на этапе расширения диапазона частот, так чтобы последние поддиапазоны на выходе блока 2309 имели ту же частоту дискретизации, что и поддиапазоны на выходе блока 2302. Тогда, в приложении для выполнения расширения диапазона частот, эти поддиапазоны вводятся вместе с дополнительными поддиапазонами, указанными индексом 2310, которые предпочтительно должны иметь низкочастотные поддиапазоны, как, например, сгенерированные банком фильтров анализа 2302 в банке фильтров синтеза 2311. При этом, в результате, формируется обработанный сигнал во временной области, например, диапазон расширенного сигнала может иметь частоту дискретизации 2f_S. Эта частота дискретизации на выходе блока 2311 в этом варианте исполнения в 2 раза больше частоты дискретизации сигнала на линии 2300, и эта частота дискретизации на выходе блока 2311 достаточно велика, так что дополнительный диапазон частот, сгенерированный при обработке в блоке 2309, может быть включен в обработанный сигнал во временной области с высоким качеством звука.

В зависимости от определенного применения в настоящем изобретении каскадный банк фильтров, т.е. банк фильтров 2302, может располагаться в отдельном устройстве и аппаратном блоке для обработки входного звукового сигнала и содержать только банк фильтров синтеза 2304 и дополнительный банк фильтров анализа 2307. Иными словами, банк фильтров анализа 2302 может быть выполнен отдельно от процессора последующей обработки и может включать в себя блоки 2304, 2307 и, в зависимости от реализации, также блоки 2309 и 2311.

В других вариантах применения настоящего изобретения реализация каскадного банка фильтров может отличаться от традиционной в том, что некое устройство включает в себя банк фильтров анализа 2302 и малый банк фильтров синтеза 2304, а промежуточный сигнал подается на отличающийся от традиционного процессор с помощью специального переключателя или с помощью специального канала переключателя. Таким образом, одновременное использование банка фильтров анализа 2302 и малого банка фильтров синтеза 2304 позволяет создать очень эффективный способ понижения частоты дискретизации и одновременно выполнить демодуляцию сигнала в диапазоне частот, представленном подмножеством 2305 в основном диапазоне. Это уменьшение частоты дискретизации и демодуляция в основном диапазоне выполняются без потери качества звука, и, что особенно важно, без потери аудиоинформации и, следовательно, с высоким качеством обработки.

В таблице на фиг.23 показано несколько вариантов количества битов для различных устройств. Предпочтительно, чтобы банк фильтров анализа 2302 имел 32 канала, банк фильтров синтеза - 12 каналов, дополнительный банк фильтров анализа должен иметь в 2 раза больше каналов, чем в банке фильтров синтеза, например, 24 канала, и окончательный банк фильтров синтеза 2311 будет иметь 64 канала. Вообще говоря, банк фильтров анализа 2302 имеет большое количество каналов, в малом банке фильтров синтеза 2304 число каналов мало, в дополнительном банке фильтров анализа 2307 число каналов среднее, и в банке фильтров синтеза 2311 количество каналов очень большое.

Частота дискретизации выходных сигналов поддиапазона в банке фильтров анализа 2302 равна f_S/M. Промежуточный сигнал имеет частоту дискретизации f_S·M_S/M. Каналы поддиапазона в дополнительном банке фильтров анализа, показанном индексом 2308, имеют частоту дискретизации f_S·M_S/(M·M_A), и банк фильтров синтеза 2311 формирует выходной сигнал с частотой дискретизации 2f_S, причем при обработке в блоке 2309 частота дискретизации удваивается. Однако если при обработке в блоке 2309 не удваивается частота дискретизации, то выходная частота дискретизации в банке фильтров синтеза будет соответственно ниже. Далее обсуждаются другие предпочтительные варианты, связанные с настоящим изобретением.

Фиг.14 иллюстрирует типичный участок поддиапазонана, полученный с помощью перестановки. входной сигнал во временной области подается на банк фильтров анализа 1401, который формирует множество комплекснозначных сигналов поддиапазона. Они подаются на блок обработки поддиапазона 1402. Множество комплекснозначных сигналов поддиапазона с его выхода подается на банк фильтров синтеза 1403, который в свою очередь выдает измененный сигнал во временной области. Блок обработки поддиапазона 1402 формирует нелинейный блок на основе операций обработки поддиапазона, таких, что изменение сигнала во временной области является преобразованной версией входного сигнала, соответствующей перестановке порядка T>1. Понятие блока, полученного на основе обработки поддиапазона, связано с выполнением нелинейных операций над блоками, содержащими более чем одну выборку в поддиапазоне в момент времени, когда последовательные блоки обрабатываются в окне и используется перекрытие с суммированием для создания выходных сигналов поддиапазона.

Банк фильтров 1401 и 1403 может иметь любой сложный экспоненциальный тип модуляции, такой как QMF или оконный DFT. Они могут четным или нечетным образом складываться при модуляции и могут быть определены с помощью широкого ряда фильтров прототипов или окон. Важно знать коэффициент Δf_S/Δf_A из параметров двух последовательных банков фильтров, измеряемых в физических единицах:

- Δf_A - область поддиапазона частот банка фильтров анализа 1401;

- Δf_S - область поддиапазона частот банка фильтров синтеза 1403.

Для конфигурирования процесса обработки поддиапазона 1402 необходимо найти соответствие между источником и целевыми показателями поддиапазона. Заметим, что входная синусоида с физической частотой Ω имеет основной вклад во входные поддиапазоны с индексом n≈Ω/Δf_A. Выходная синусоида с желаемой преобразованной физической частотой T·Ω в результате приводит к синтезу поддиапазона с индексом m≈T·Ω/Δf_S. Таким образом, значения индекса соот