Способ формирования сигналов и устройство формирования сигналов

Способ формирования сигналов и устройство формирования сигналов

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Область техники, к которой относится изобретение

[0001] Перекрестные ссылки на родственные заявки

Данная заявка основана на заявках на патент № 2011-033771, поданной 18 февраля 2011 года, № 2011-051842, поданной 9 марта 2011 года, № 2011-093544, поданной 19 апреля 2011 года, и № 2011-102101, поданной 28 апреля 2011 года в Японии, содержимое которых содержится в данном документе по ссылке.

Настоящее изобретение относится к передающему устройству и приемному устройству для связи с использованием нескольких антенн.

Уровень техники

[0002] Система MIMO (со многими входами и многими выходами) является примером традиционной системы связи с использованием нескольких антенн. В многоантенной связи, для которой MIMO-система является типичной, несколько передаваемых сигналов модулируются, и каждый модулированный сигнал одновременно передается из различной антенны, чтобы повышать скорость передачи данных.

[0003] Фиг.23 иллюстрирует примерную конфигурацию приемо-передающего устройства, имеющего две передающих антенны и две приемных антенны и использующего два передаваемых модулированных сигнала (передаваемых потока). В передающем устройстве кодированные данные перемежаются, перемеженные данные модулируются, и преобразование частоты и т.п. выполняется для того, чтобы формировать передаваемые сигналы, которые затем передаются из антенн. В этом случае, схема для одновременной передачи различных модулированных сигналов из различных передающих антенн в одно время и на общей частоте является MIMO-системой с пространственным мультиплексированием.

[0004] В этом контексте, патентный документ 1 предлагает использование передающего устройства, содержащего различный шаблон перемежения для каждой передающей антенны. Иными словами, передающее устройство из фиг.23 должно использовать два различных шаблона перемежения, выполняемые посредством двух модулей перемежения ( _a и _b). Что касается приемного устройства, непатентный документ 1 и непатентный документ 2 описывают повышение качества приема посредством итеративного использования мягких значений для схемы обнаружения (посредством MIMO-детектора по фиг.23).

[0005] Когда это происходит, модели фактических окружений распространения в беспроводной связи включают в себя NLOS (не в зоне прямой видимости), типично представляемую посредством окружения с рэлеевским затуханием, и LOS (в зоне прямой видимости), типично представляемую посредством окружения с райсовским затуханием. Когда передающее устройство передает один модулированный сигнал, и приемное устройство выполняет комбинирование с максимальным отношением для сигналов, принимаемых посредством множества антенн, и затем демодулирует и декодирует результирующие сигналы, превосходное качество приема может достигаться в LOS-окружении, в частности, в окружении, в котором коэффициент распределения Райса является большим. Коэффициент распределения Райса представляет принимаемую мощность прямых волн относительно принимаемой мощности рассеянных волн. Тем не менее, в зависимости от системы передачи (например, MIMO-система с пространственным мультиплексированием), возникает проблема в том, что качество приема снижается по мере того, как увеличивается коэффициент распределения Райса (см. непатентный документ 3).

Фиг.24A и 24B иллюстрируют пример результатов моделирования характеристик BER (частоты ошибок по битам) (вертикальная ось: BER, горизонтальная ось: SNR (отношение "сигнал-шум") для данных, кодированных с помощью кодов LDPC (разреженного контроля по четности) и передаваемых по MIMO-системе с пространственным мультиплексированием 2×2 (две передающих антенны, две приемных антенны) в окружении с рэлеевским затуханием и в окружении с райсовским затуханием с коэффициентами распределения Райса K=3, 10 и 16 дБ. Фиг.24A предоставляет BER-характеристику на основе логарифмического отношения правдоподобия для максимальной логарифмической аппроксимации (максимальной логарифмической аппроксимации) без итеративного обнаружения (см. непатентный документ 1 и непатентный документ 2), тогда как фиг.24B предоставляет BER-характеристику на основе максимальной логарифмической аппроксимации с итеративным обнаружением (см. непатентный документ 1 и непатентный документ 2) (число итераций: пять). Фиг.24A и 24B четко указывают, что независимо от того, выполняется или нет итеративное обнаружение, качество приема снижается в MIMO-системе с пространственным мультиплексированием по мере того, как увеличивается коэффициент распределения Райса. Таким образом, проблема снижения качества приема после стабилизации окружения распространения в MIMO-системе с пространственным мультиплексированием, которая не возникает в традиционной системе с одним модулирующим сигналом, является уникальной для MIMO-системы с пространственным мультиплексированием.

[0006] Широковещательная или многоадресная связь является услугой, применяемой к различным окружениям распространения. Окружение распространения радиоволн между широковещательным передающим устройством и приемными устройствами, принадлежащими пользователям, зачастую является LOS-окружением. При использовании MIMO-системы с пространственным мультиплексированием, имеющей вышеуказанную проблему для широковещательной или многоадресной связи, может возникать случай, в котором принимаемая интенсивность электрического поля является высокой в приемном устройстве, но в котором снижение качества приема затрудняет прием услуг. Другими словами, чтобы использовать MIMO-систему с пространственным мультиплексированием в широковещательной или многоадресной связи как в NLOS-окружении, так и в LOS-окружении, требуется MIMO-система, которая предлагает определенную степень качества приема.

[0007] Непатентный документ 8 описывает схему для выбора таблицы кодирования, используемой в предварительном кодировании (т.е. матрицы предварительного кодирования, также упоминаемой как матрица весовых коэффициентов предварительного кодирования) на основе информации обратной связи от стороны связи. Тем не менее, непатентный документ 8 вообще не раскрывает схему предварительного кодирования в окружении, в котором информация обратной связи не может быть обнаружена от другой стороны, к примеру, в вышеуказанной широковещательной или многоадресной связи.

[0008] С другой стороны, непатентный документ 4 раскрывает схему для переключения матрицы предварительного кодирования во времени. Эта схема является применимой, когда информация обратной связи недоступна. Непатентный документ 4 раскрывает использование унитарной матрицы в качестве матрицы предварительного кодирования и произвольное переключение унитарной матрицы, но вообще не раскрывает схему, применимую к снижению качества приема в вышеописанном LOS-окружении. Непатентный документ 4 просто излагает произвольный перескок между матрицами предварительного кодирования. Очевидно, непатентный документ 4 не упоминает любой из способа предварительного кодирования или структуры матрицы предварительного кодирования для исправления снижения качества приема в LOS-окружении.

Список библиографических ссылок

Патентные документы

[0009] Патентный документ 1

Публикация международной заявки на патент № WO2005/050885

Непатентные документы

[0010] Непатентный документ 1

"Achieving near-capacity on the multiple-antenna channel", IEEE Transaction on communications, издание 51, номер 3, стр. 389-399, март 2003 года.

Непатентный документ 2

"Performance analysis and design optimization of LDPC-coded MIMO OFDM systems", IEEE Trans. Signal Processing, издание 52, номер 2, стр. 348-361, февраль 2004 года.

Непатентный документ 3

"BER performance evaluation in 2×2 MIMO spatial multiplexing systems under Rician fading channels", IEICE Trans. Fundamentals, издание E91-A, номер 10, стр. 2798-2807, октябрь 2008 года.

Непатентный документ 4

"Turbo space-time codes with time varying linear transformations", IEEE Trans. Wireless communications, издание 6, номер 2, стр. 486-493, февраль 2007 года.

Непатентный документ 5

"Likelihood function for QR-MLD suitable for soft-decision turbo decoding and its performance", IEICE Trans. Commun., издание E88-B, номер 1, стр. 47-57, январь 2004 года.

Непатентный документ 6

"A tutorial on 'Parallel concatenated (Turbo) coding', 'Turbo (iterative) decoding' and related topics", IEICE, Technical Report IT98-51.

Непатентный документ 7

"Advanced signal processing for PLCs: Wavelet-OFDM", Proc. of IEEE International symposium on ISPLC 2008, стр. 187-192, 2008 год.

Непатентный документ 8

D. J. Love и R. W. Heath Jr., "Limited feedback unitary precoding for spatial multiplexing systems", IEEE Trans. Inf. Theory, издание 51, номер 8, стр. 2967-1976, август 2005 года.

Непатентный документ 9

DVB Document A122, "Framing structure, channel coding and modulation for the second generation digital terrestrial television broadcasting system (DVB-T2)", июнь 2008 года.

Непатентный документ 10

L. Vangelista, N. Benvenuto и S. Tomasin, "Key technologies for next-generation terrestrial digital television standard DVB-T2", IEEE Commun. Magazine, издание 47, номер 10, стр. 146-153, октябрь 2009 года.

Непатентный документ 11

T. Ohgane, T. Nishimura и Y. Ogawa, "Application of space division multiplexing and those performance in the MIMO channel", IEICE Trans. Commun., издание 88-B, номер 5, стр. 1843-1851, май 2005 года.

Непатентный документ 12

R. G. Gallager, "Low-density parity check codes", IRE Trans. Inform. Theory, IT-8, стр. 21-28, 1962 год.

Непатентный документ 13

D. J. C. Mackay, "Good error-correcting codes based on very sparse matrices", IEEE Trans. Inform. Theory, издание 45, номер 2, стр. 399-431, март 1999 года.

Непатентный документ 14

ETSI EN 302 307, "Second generation framing structure, channel coding and modulation systems for broadcasting, interactive services, news gathering and other broadband satellite applications", версия 1.1.2, июнь 2006 года.

Непатентный документ 15

Y.-L. Ueng и C.-C. Cheng, "A fast-convergence decoding method and memory-efficient VLSI decoder architecture for irregular LDPC codes in the IEEE 802.16e standards", IEEE VTC-2007 Fall, стр. 1255-1259.

Непатентный документ 16

S. M. Alamouti, "A simple transmit diversity technique for wireless communications", IEEE J. Select. Areas Commun., издание 16, номер 8, стр. 1451-1458, октябрь 1998 года.

Непатентный документ 17

V. Tarokh, H. Jafrkhani и A. R. Calderbank "Space-time block coding for wireless communications: Performance results", IEEE J. Select. Areas Commun., издание 17, номер 3, номер 3, стр. 451-460, март 1999 года.

Сущность изобретения

Техническая задача

[0011] Цель настоящего изобретения заключается в том, чтобы обеспечить MIMO-систему, которая повышает качество приема в LOS-окружении.

Решение задачи

[0012] Настоящее изобретение предоставляет способ формирования сигналов для формирования из множества сигналов в полосе модулирующих частот множества сигналов для передачи по общей полосе частот и в единое время, содержащий этапы: умножения первого сигнала s1 в полосе модулирующих частот, сформированного из первого набора битов, на u, и умножения второго сигнала s2 в полосе модулирующих частот, сформированного из второго набора битов, на v, где u и v обозначают действительные (вещественные) числа, отличающиеся друг от друга; выполнения изменения фазы для каждого из первого сигнала s1 в полосе модулирующих частот, умноженного на u, и второго сигнала s2 в полосе модулирующих частот, умноженного на v, тем самым формируя первый сигнал u×s1' в полосе модулирующих частот после изменения фазы и второй сигнал v×s2' в полосе модулирующих частот после изменения фазы; и применения взвешивания согласно предварительно определенной матрице F к первому сигналу u×s1' в полосе модулирующих частот после изменения фазы и ко второму сигналу v×s2' в полосе модулирующих частот после изменения фазы, тем самым формируя множество сигналов для передачи по общей полосе частот и в единое время в качестве первого взвешенного сигнала z1 и второго взвешенного сигнала z2, при этом первый взвешенный сигнал z1 и второй взвешенный сигнал z2 удовлетворяют отношению: (z1, z2)^T=F(u×s1', v×s2')^T, и изменение фазы выполняется для первого сигнала s1 в полосе модулирующих частот, умноженного на u, и второго сигнала s2 в полосе модулирующих частот, умноженного на v, посредством использования значения модификации фазы, последовательно выбранного из числа N вариантов значений модификации фазы, причем каждый из N вариантов значений модификации фазы выбирается, по меньшей мере, один раз в предварительно определенном периоде.

[0013] Настоящее изобретение также обеспечивает устройство для формирования сигналов для формирования, из множества сигналов в полосе модулирующих частот, множества сигналов для передачи по общей полосе частот и в единое время, содержащую: модуль изменения мощности, умножающий первый сигнал s1 в полосе модулирующих частот, сформированный из первого набора битов, на u и умножающий второй сигнал s2 в полосе модулирующих частот, сформированный из второго набора битов, на v, где u и v обозначают вещественные числа, отличающиеся друг от друга; модуль изменения фазы, выполняющий изменение фазы для каждого из первого сигнала s1 в полосе модулирующих частот, умноженного на u, и второго сигнала s2 в полосе модулирующих частот, умноженного на v, тем самым формируя первый сигнал u×s1' в полосе модулирующих частот после изменения фазы и второй сигнал v×s2' в полосе модулирующих частот после изменения фазы; и модуль взвешивания, применяющий взвешивание согласно предварительно определенной матрице F к первому сигналу u×s1' в полосе модулирующих частот после изменения фазы и ко второму сигналу v×s2' в полосе модулирующих частот после изменения фазы, тем самым формируя множество сигналов для передачи по общей полосе частот и в единое время в качестве первого взвешенного сигнала z1 и второго взвешенного сигнала z2, при этом первый взвешенный сигнал z1 и второй взвешенный сигнал z2 удовлетворяют отношению: (z1, z2)^T=F(u×s1', v×s2')^T, и изменение фазы выполняется для первого сигнала s1 в полосе модулирующих частот, умноженного на u, и второго сигнала s2 в полосе модулирующих частот, умноженного на v, посредством использования значения модификации фазы, последовательно выбранного из числа N вариантов значений модификации фазы, причем каждый из N вариантов значений модификации фазы выбирается, по меньшей мере, один раз в предварительно определенном периоде.

Преимущества изобретения

[0014] Согласно вышеприведенной структуре, настоящее изобретение обеспечивает способ формирования сигналов и устройство для формирования сигналов, которые исправляют снижение качества приема в LOS-окружении, тем самым предоставляя высококачественное обслуживание пользователям LOS во время широковещательной или многоадресной связи.

Краткое описание чертежей

[0015] Фиг.1 иллюстрирует пример приемо-передающего устройства в MIMO-системе с пространственным мультиплексированием.

Фиг.2 иллюстрирует примерную конфигурацию кадра.

Фиг.3 иллюстрирует пример передающего устройства, применяющего схему изменения фазы.

Фиг.4 иллюстрирует другой пример передающего устройства, применяющего схему изменения фазы.

Фиг.5 иллюстрирует другую примерную конфигурацию кадра.

Фиг.6 иллюстрирует примерную схему изменения фазы.

Фиг.7 иллюстрирует примерную конфигурацию приемного устройства.

Фиг.8 иллюстрирует примерную конфигурацию процессора сигналов в приемном устройстве.

Фиг.9 иллюстрирует другую примерную конфигурацию процессора сигналов в приемном устройстве.

Фиг.10 иллюстрирует схему итеративного декодирования.

Фиг.11 иллюстрирует примерные состояния приема.

Фиг.12 иллюстрирует дополнительный пример передающего устройства, применяющего схему изменения фазы.

Фиг.13 иллюстрирует еще один дополнительный пример передающего устройства, применяющего схему изменения фазы.

Фиг.14 иллюстрирует дополнительную примерную конфигурацию кадра.

Фиг.15 иллюстрирует еще одну другую примерную конфигурацию кадра.

Фиг.16 иллюстрирует еще одну другую примерную конфигурацию кадра.

Фиг.17 иллюстрирует еще одну другую примерную конфигурацию кадра.

Фиг.18 иллюстрирует еще одну дополнительную примерную конфигурацию кадра.

Фиг.19A и 19B иллюстрируют примеры схемы преобразования.

Фиг.20A и 20B иллюстрируют дополнительные примеры схемы преобразования.

Фиг.21 иллюстрирует примерную конфигурацию модуля взвешивания.

Фиг.22 иллюстрирует примерную схему перекомпоновки символов.

Фиг.23 иллюстрирует другой пример приемо-передающего устройства в MIMO-системе с пространственным мультиплексированием.

Фиг.24A и 24B иллюстрируют примерные BER-характеристики.

Фиг.25 иллюстрирует другую примерную схему изменения фазы.

Фиг.26 иллюстрирует еще одну другую примерную схему изменения фазы.

Фиг.27 иллюстрирует дополнительную примерную схему изменения фазы.

Фиг.28 иллюстрирует также дополнительную примерную схему изменения фазы.

Фиг.29 иллюстрирует также еще одну дополнительную примерную схему изменения фазы.

Фиг.30 иллюстрирует примерную компоновку символов для модулированного сигнала, предоставляющего высокое качество принимаемого сигнала.

Фиг.31 иллюстрирует примерную конфигурацию кадра для модулированного сигнала, предоставляющего высокое качество принимаемого сигнала.

Фиг.32 иллюстрирует другую примерную компоновку символов для модулированного сигнала, предоставляющего высокое качество принимаемого сигнала.

Фиг.33 иллюстрирует еще одну другую примерную компоновку символов для модулированного сигнала, предоставляющего высокое качество принимаемого сигнала.

Фиг.34 иллюстрирует варьирование чисел символов и временных квантов, требуемых в расчете на кодированный блок, когда используются блочные коды.

Фиг.35 иллюстрирует варьирование чисел символов и временных квантов, требуемых в расчете на пару кодированных блоков, когда используются блочные коды.

Фиг.36 иллюстрирует общую конфигурацию цифровой широковещательной системы.

Фиг.37 является блок-схемой, иллюстрирующей примерное приемное устройство.

Фиг.38 иллюстрирует конфигурацию мультиплексированных данных.

Фиг.39 является принципиальной схемой, иллюстрирующей мультиплексирование кодированных данных в потоки.

Фиг.40 является подробной схемой, иллюстрирующей видеопоток, содержащийся в последовательности PES-пакетов.

Фиг.41 является структурной схемой TS-пакетов и исходных пакетов в мультиплексированных данных.

Фиг.42 иллюстрирует конфигурацию PMT-данных.

Фиг.43 иллюстрирует информацию, сконфигурированную в мультиплексированных данных.

Фиг.44 иллюстрирует конфигурацию информации атрибутов потока.

Фиг.45 иллюстрирует конфигурацию видеодисплея и устройства аудиовывода.

Фиг.46 иллюстрирует примерную конфигурацию системы связи.

Фиг.47A и 47B иллюстрируют разновидность примерной компоновки символов для модулированного сигнала, обеспечивающей высокое качество принимаемого сигнала.

Фиг.48A и 48B иллюстрируют другую разновидность примерной компоновки символов для модулированного сигнала, обеспечивающей высокое качество принимаемого сигнала.

Фиг.49A и 49B иллюстрируют еще одну другую разновидность примерной компоновки символов для модулированного сигнала, обеспечивающей высокое качество принимаемого сигнала.

Фиг.50A и 50B иллюстрируют дополнительную разновидность примерной компоновки символов для модулированного сигнала, обеспечивающей высокое качество принимаемого сигнала.

Фиг.51 иллюстрирует примерную конфигурацию передающего устройства.

Фиг.52 иллюстрирует другую примерную конфигурацию передающего устройства.

Фиг.53 иллюстрирует дополнительную примерную конфигурацию передающего устройства.

Фиг.54 иллюстрирует еще одну дополнительную примерную конфигурацию передающего устройства.

Фиг.55 иллюстрирует модуль переключения сигналов в полосе модулирующих частот.

Фиг.56 иллюстрирует также еще одну дополнительную примерную конфигурацию передающего устройства.

Фиг.57 иллюстрирует примерные операции модуля распределения.

Фиг.58 иллюстрирует дополнительные примерные операции модуля распределения.

Фиг.59 иллюстрирует примерную систему связи, указывающую взаимосвязь между базовыми станциями и терминалами.

Фиг.60 иллюстрирует пример выделения частот передаваемых сигналов.

Фиг.61 иллюстрирует другой пример выделения частот передаваемых сигналов.

Фиг.62 иллюстрирует примерную систему связи, указывающую взаимосвязь между базовой станцией, повторителями и терминалами.

Фиг.63 иллюстрирует пример выделения частот передаваемых сигналов относительно базовой станции.

Фиг.64 иллюстрирует пример выделения частот передаваемых сигналов относительно повторителей.

Фиг.65 иллюстрирует примерную конфигурацию приемного устройства и передающего устройства в повторителе.

Фиг.66 иллюстрирует формат сигнальных данных, используемый для передачи посредством базовой станции.

Фиг.67 иллюстрирует и еще одну другую примерную конфигурацию передающего устройства.

Фиг.68 иллюстрирует другой модуль переключения сигналов в полосе модулирующих частот.

Фиг.69 иллюстрирует схему взвешивания, переключения сигналов в полосе модулирующих частот и изменения фазы.

Фиг.70 иллюстрирует примерную конфигурацию передающего устройства с использованием OFDM-схемы.

Фиг.71A и 71B иллюстрируют дополнительные примерные конфигурации кадра.

Фиг.72 иллюстрирует числа временных квантов и значения изменения фазы, соответствующие схеме модуляции.

Фиг.73 дополнительно иллюстрирует числа временных квантов и значения изменения фазы, соответствующие схеме модуляции.

Фиг.74 иллюстрирует общую конфигурацию кадра сигнала, передаваемого посредством широковещательного передающего устройства с использованием DVB-T2.

Фиг.75 иллюстрирует два или более типа сигналов одновременно.

Фиг.76 иллюстрирует также дополнительную примерную конфигурацию передающего устройства.

Фиг.77 иллюстрирует альтернативную примерную конфигурацию кадра.

Фиг.78 иллюстрирует другую альтернативную примерную конфигурацию кадра.

Фиг.79 иллюстрирует дополнительную альтернативную примерную конфигурацию кадра.

Фиг.80 иллюстрирует пример схемы размещения сигнальных точек для 16-QAM в IQ-плоскости.

Фиг.81 иллюстрирует пример схемы размещения сигнальных точек для QPSK в IQ-плоскости.

Фиг.82 схематично показывает абсолютные значения логарифмического отношения правдоподобия, полученные посредством приемного устройства.

Фиг.83 схематично показывает абсолютные значения логарифмического отношения правдоподобия, полученные посредством приемного устройства.

Фиг.84 является примером структуры процессора сигналов, относящегося к модулю взвешивания.

Фиг.85 является примером структуры процессора сигналов, относящегося к модулю взвешивания.

Фиг.86 иллюстрирует пример схемы размещения сигнальных точек для 64-QAM в IQ-плоскости.

Фиг.87 показывает схему модуляции, значение изменения мощности и значение изменения фазы, которые должны задаваться каждый раз.

Фиг.88 показывает схему модуляции, значение изменения мощности и значение изменения фазы, которые должны задаваться каждый раз.

Фиг.89 является примером структуры процессора сигналов, относящегося к модулю взвешивания.

Фиг.90 является примером структуры процессора сигналов, относящегося к модулю взвешивания.

Фиг.91 показывает схему модуляции, значение изменения мощности и значение изменения фазы, которые должны задаваться каждый раз.

Фиг.92 показывает схему модуляции, значение изменения мощности и значение изменения фазы, которые должны задаваться каждый раз.

Фиг.93 является примером структуры процессора сигналов, относящегося к модулю взвешивания.

Фиг.94 иллюстрирует пример схемы размещения сигнальных точек для 16QAM и QPSK в IQ-плоскости.

Фиг.95 иллюстрирует пример схемы размещения сигнальных точек для 16QAM и QPSK в IQ-плоскости.

Подробное описание вариантов осуществления

[0016] Варианты осуществления настоящего изобретения описываются ниже со ссылками на прилагаемые чертежи.

Вариант 1 осуществления

Далее подробно описываются схема передачи, передающее устройство, схема приема и приемное устройство, относящиеся к настоящему варианту осуществления.

[0017] До начала надлежащего описания, предоставляется структура схем передачи и схем декодирования в традиционной MIMO-системе с пространственным мультиплексированием.

[0018] Фиг.1 иллюстрирует структуру MIMO-системы с пространственным мультиплексированием N_t×N_r. Информационный вектор z кодируется и перемежается. Кодированный битовый вектор u=(u₁, ..., u_Nt) получается в качестве вывода перемежения. Здесь, u_i=(u_i1, ..., u_iM) (где M является числом передаваемых битов в расчете на символ). Для вектора передачи s=(s₁, ..., S_Nt), принимаемый сигнал s_i=map(u_i) находится для передающей антенны #i. После нормализации энергии передачи, это может выражаться как E{|s_i|²}=E_s/N_t (где E_s является полной энергией в расчете на один канал). Вектор приема y=(y₁, ..., y_Nr)^T выражается в нижеприведенной формуле 1.

[0019] Математическое выражение 1

(формула 1)

[0020] Здесь, H_NtNr является канальной матрицей, n=(n₁, ..., n_Nr) является вектором шума, и среднее значение n_i является нулем для независимого и идентично распределенного (i.i.d) комплексного гауссова шума дисперсии σ². На основе взаимосвязи между передаваемыми символами, введенными в приемное устройство, и принимаемыми символами, распределение вероятностей принимаемых векторов может выражаться как нижеприведенная формула 2 для многомерного гауссова распределения.

[0021] Математическое выражение 2

(формула 2)

[0022] Здесь, рассматривается приемное устройство, выполняющее итеративное декодирование. Такое приемное устройство проиллюстрировано на фиг.1 как состоящее из внешнего декодера с мягким вводом и мягким выводом и MIMO-детектора. Вектор логарифмического отношения правдоподобия (L-значение) для фиг.1 задается посредством формул 3-5 следующим образом.

[0023] Математическое выражение 3

(формула 3)

[0024] Математическое выражение 4

(формула 4)

[0025] Математическое выражение 5

(формула 5)

[0026] Схема итеративного обнаружения

Далее описывается итеративное обнаружение MIMO-сигналов, выполняемое посредством MIMO-системы с пространственным мультиплексированием N_t×N_r.

Логарифмическое отношение правдоподобия u_mn задается посредством формулы 6.

[0027] Математическое выражение 6

(формула 6)

[0028] Через применение теоремы Байеса формула 6 может выражаться как формула 7.

[0029] Математическое выражение 7

(формула 7)

[0030] Следует отметить, что U_mn,±1={u|u_mn=±1}. Посредством аппроксимации ln∑a_j ~ max ln a_j, формула 7 может аппроксимироваться в качестве формулы 8. Символ ~ в данном документе используется для того, чтобы обозначать аппроксимацию.

[0031] Математическое выражение 8

(формула 8)

[0032] В формуле 8, P может выражаться следующим образом (u|u_mn) и ln P(u|u_mn).

[0033] Математическое выражение 9

(формула 9)

[0034] Математическое выражение 10

(формула 10)

[0035] Математическое выражение 11

(формула 11)

[0036] Следует отметить, что логарифмическая вероятность формулы, заданная в формуле 2, может выражаться как формула 12.

[0037] Математическое выражение 12

(формула 12)

[0038] Соответственно при условии формулы 7 и формулы 13, апостериорное L-значение для преобразования или аппроксимации (апостериорная вероятность) может выражаться следующим образом.

[0039] Математическое выражение 13

(формула 13)

[0040] Это в дальнейшем называется итеративным декодированием на основе аппроксимации. Кроме того, при условии формулы 8 и формулы 12, апостериорное L-значение для максимальной логарифмической аппроксимации может выражаться следующим образом.

[0041] Математическое выражение 14

(формула 14)

[0042] Математическое выражение 15

(формула 15)

[0043] Это в дальнейшем называется итеративным декодированием на основе максимальной логарифмической аппроксимации. В связи с этим, внешняя информация, запрошенная посредством системы итеративного декодирования, достижима посредством вычитания предыдущего ввода из формулы 13 или из формулы 14.

Модель системы

Фиг.23 иллюстрирует базовую конфигурацию системы, связанную со следующими пояснениями. Проиллюстрированная система представляет собой MIMO-систему с пространственным мультиплексированием 2×2, имеющую внешний декодер для каждого из двух потоков A и B. Два внешних декодера выполняют идентичное LDPC-кодирование (Хотя настоящий пример рассматривает конфигурацию, в которой внешние кодеры используют LDPC-коды, внешние кодеры не ограничены использованием LDPC в качестве кодов с коррекцией ошибок. Пример также может быть реализован с использованием других кодов с коррекцией ошибок, таких как турбокоды, сверточные коды или сверточные LDPC-коды. Дополнительно, в то время как внешние кодеры в настоящее время описываются как отдельно конфигурируемые для каждой передающей антенны, ограничения в этом отношении не налагаются. Один внешний кодер может использоваться для множества передающих антенн, или число внешних кодеров может превышать число передающих антенн. Система также имеет модули перемежения (π_a, π_b) для каждого из потоков A и B. Здесь, схема модуляции представляет собой 2^h-QAM (т.е. h битов, передаваемых в расчете на символ).

[0044] Приемное устройство выполняет итеративное обнаружение (итеративное декодирование на основе аппроксимации (или максимальной логарифмической аппроксимации)) MIMO-сигналов, как описано выше. LDPC-коды декодируются с использованием, например, декодирования на основе сумм-произведений.

Фиг.2 иллюстрирует конфигурацию кадра и описывает порядок символов после перемежения. Здесь, (i_a,j_a) и (i_b,j_b) могут выражаться следующим образом.

[0045] Математическое выражение 16

(формула 16)

[0046] Математическое выражение 17

(формула 17)

[0047] Здесь, i_a и i_b представляют порядок символа после перемежения, j_a и j_b представляют позицию бита в схеме модуляции (где j_a, j_b=1, ..., h), π_a, и π_b представляют модули перемежения потоков A и B, и Ω^a _ia,ja и Ω^b _ib,jb представляют порядок данных потоков A и B перед перемежением. Следует отметить, что фиг.2 иллюстрирует случай, когда i_a=i_b.

Итеративное декодирование

Далее подробно описывается декодирование на основе сумм-произведений, используемое в декодировании LDPC-кодов, и в алгоритме итеративного обнаружения MIMO-сигналов, оба из которых используются посредством приемного устройства.

[0048] Декодирование на основе сумм-произведений

Двумерная матрица M×N H={H_mn} используется в качестве контрольной матрицы для LDPC-кодов, подвергнутых декодированию. Для набора [1,N]={1, 2, ..., N}, частичные наборы A(m) и B(n) задаются следующим образом.

[0049] Математическое выражение 18

(формула 18)

[0050] Математическое выражение 19

(формула 19)

[0051] Здесь, A(m) обозначает набор индексов столбцов, равных 1 для строки m контрольной матрицы H, в то время как B(n) обозначает набор индексов строк, равных 1 для строки n контрольной матрицы H. Алгоритм декодирования на основе сумм-произведений заключается в следующем.

Этап A-1 (инициализация): Для всех пар (m,n), удовлетворяющих H_mn=1, задание предыдущего логарифмического отношения β_mn=1. Задание переменной цикла (числа итераций) l_sum=1 и задание максимального числа l_sum,max циклов.

Этап A-2 (обработка): Для всех пар (m,n), удовлетворяющих H_mn=1 в порядке m=1, 2, ..., M, обновление логарифмического отношения α_mn внешней стоимости с использованием следующей формулы обновления.

[0052] Математическое выражение 20

(формула 20)

[0053] Математическое выражение 21

(формула 21)

[0054] Математическое выражение 22

(формула 22)

,

[0055] где f является функцией Галлагера. λ_n затем может быть вычислен следующим образом.

Этап A-3 (столбцовые операции): Для всех пар (m,n), удовлетворяющих H_mn=1 в порядке n=1, 2, ..., N, обновление логарифмического отношения β_mn внешней стоимости с использованием следующей формулы обновления.

[0056] Математическое выражение 23

(формула 23)

[0057] Этап A-4 (вычисление логарифмического отношения правдоподобия): Для n[1, N], логарифмическое отношение L_n правдоподобия вычисляется следующим образом.

[0058] Математическое выражение 24

(формула 24)

[0059] Этап A-5 (подсчет итераций): Если l_sum<l_sum,max, то l_sum увеличивается, и процесс возвращается к этапу A-2. Декодирование на основе сумм-произведений завершается, когда l_sum=l_sum,max.

Выше описана одна итерация операций декодирования на основе сумм-произведений. После этого, выполняется итеративное обнаружение MIMO-сигналов. Переменные m, n, α_mn, β_mn, λ_n и L_n, используемые в вышеприведенном пояснении операций декодирования на основе сумм-произведений, выражаются как m_a, n_a, α^a _mana, β^a _mana, λ_na и L_na для потока A и как m_b, n_b, α^b _mbnb, β^b _mbnb, λ_nb и L_nb для потока B.

Итеративное обнаружение MIMO-сигналов

Далее описывается вычисление λ_n для итеративного обнаружения MIMO-сигналов.

[0060] Следующая формула может получаться из формулы 1.

[0061] Математическое выражение 25

(формула 25)

[0062] С учетом конфигурации кадра, проиллюстрированной на фиг.2, следующие функции могут получаться из формулы 16 и формулы 17.

[0063] Математическое выражение 26

(формула 26)

[0064] Математическое выражение 27

(формула 27)

,

[0065] где n_a,n_b [1,N]. Для итерации k итеративного обнаружения MIMO-сигналов переменные λ_na, L_na, λ_nb и L_nb выражаются как λ_k,na, L_k,na, λ_k,nb и L_k,nb.

Этап B-1 (начальное обнаружение; k=0)

Для начального обнаружения волн λ_0,na и λ_0,nb вычисляются следующим образом.

Для итеративного декодирования на основе аппроксимации:

[0066] Математическое выражение 28

(формула 28)

[0067] Для итеративного декодирования на основе максимальной логарифмической аппроксимации:

[0068] Математическое выражение 29

(формула 29)

[0069] Математическое выражение 30

(формула 30)

,

[0070] где X=a,b. Затем, значение счетчика итераций для итеративного обнаружения MIMO-сигналов задается равным l_mimo=0, при этом максимальное значение счетчика итераций равно l_mimo,max.

Этап B-2 (итеративное обнаружение; итерация k): Когда значение счетчика итераций равно k, формула 11, формулы 13-15, формула 16 и формула 17 могут выражаться как нижеприведенные формулы 31-34. Следует отметить, что (X,Y)=(a,b)(b,a).

Для итеративного декодирования на основе аппроксимации:

[0071] Математическое выражение 31

(формула 31)

[0072] Математическое выражение 32

(формула 32)

[0073] Для итеративного декодирования на основе максимальной логар