Система высокоскоростной декаметровой радиосвязи

Система высокоскоростной декаметровой радиосвязи

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Изобретение относится к радиосвязи и может быть использовано в радиосетях декаметрового диапазона широкого применения, предназначенных для передачи высокоскоростных дискретных сообщений с использованием сигналов с угловой манипуляцией.

Известна система высокоскоростной декаметровой радиосвязи с одноканальной (последовательной) передачей дискретных сообщений, содержащая передающий комплекс, содержащий последовательно соединенные кодер, модулятор, радиопередающее устройство и передающую антенну, а также приемный комплекс, содержащий последовательно соединенные приемную антенну, радиоприемное устройство, демодулятор и декодер [1], с. 107.

В этой системе поток данных с выхода кодера манипулирует в модуляторе одну несущую частоту. В зависимости от кратности уплотнения передаваемого сигнала k [2], с. 573, модулятор может формировать сигналы с угловой манипуляцией такие, например, как сигналы однократной относительной фазовой телеграфии (ОФТ) или сигналы частотной телеграфии (ЧТ) со скоростью передачи данных V=1/Т (бит/с) при выбранной длительности T элемента передаваемого сигнала и при k=1, или сигналы двукратной ОФТ (ДОФТ) или двойной частотной телеграфии (ДЧТ), передаваемые с удвоенной скоростью V=2/Τ (бит/с) при k=2 и т.д.

Демодуляция этих сигналов может осуществляться традиционными методами, приведенными в [2] и определяющими структуру построения демодулятора, реализующего операцию восстановления переданной двоичной последовательности, обратную операции модуляции.

Однако одноканальные (последовательные) системы декаметровой радиосвязи с традиционными методами обработки принимаемых сигналов [2] и более сложными методами обработки сигналов [3] имеют следующие недостатки:

1. При использовании традиционных методов демодуляции принимаемых сигналов [2] передача данных по декаметровому радиоканалу с высокой скоростью связана с серьезными трудностями вследствие возникновения на приемной стороне межсимвольной интерференции из-за наличия запаздывающих лучей. Если не принять специальных мер (уменьшения или даже устранения вредного влияния эффекта многолучевости), то длительность Τ посылки (элемента сигнала) не может быть выбрана меньше 2-3 мс, что ограничивает максимальную скорость передачи порядка 300-500 бит/с [3].

2. Повышение скорости передачи данных путем увеличения кратности уплотнения k при сохранении необходимой длительности Τ элемента передаваемого сигнала приводит к снижению помехоустойчивости приема дискретной информации [2].

3. Повышение скорости передачи данных путем уменьшения длительности Τ элемента передаваемого сигнала при реализации более сложных алгоритмов обработки принимаемых сигналов, позволяющих преодолевать последствия межсимвольной интерференции, например, как в системе связи с испытательным импульсом и предсказанием (СИИП) [3], приводит к снижению помехоустойчивости приема из-за уменьшения энергии передаваемого элемента сигнала [2] и ухудшению характеристик электромагнитной совместимости системы радиосвязи из-за расширения спектра передаваемого сигнала.

Кроме того, расширение спектра передаваемого сигнала требует соответствующего увеличения ширины полосы пропускания при приеме этого сигнала, что дополнительно снижает помехоустойчивость приема из-за возрастания вероятности попадания в более широкую полосу приема спектральных составляющих станционных или сосредоточенных по спектру (прицельных) радиопомех.

Известна система высокоскоростной декаметровой радиосвязи с многоканальной (параллельной) передачей дискретных сообщений, содержащая передающий комплекс, содержащий последовательно соединенные источник сообщений, кодер и последовательно-параллельный преобразователь, выходы которого соединены с соответствующими входами блока N канальных манипуляторов, выход которого соединен с последовательно соединенными радиопередающим устройством и передающей антенной, а также приемный комплекс, содержащий последовательно соединенные приемную антенну, радиоприемное устройство и блок N канальных демодуляторов, выходы которого соединены с соответствующими входами параллельно-последовательного преобразователя, выход которого соединен с последовательно соединенными декодером и получателем сообщений [4].

В передающем комплексе этой системы радиосвязи передаваемая двоичная последовательность с выхода кодера со скоростью V=1/Т (бит/с) преобразуется последовательно-параллельным преобразователем в kN параллельных подпоследовательностей с канальной скоростью следования двоичных символов в каждой V_кан=V/N (бит/с).

В блоке N канальных манипуляторов, состоящем из N одинаковых канальных манипуляторов, например фазовых или частотных, на каждый манипулятор в начальный момент каждого тактового интервала длительностью Т_кан=TN подаются параллельно и синхронно k символов соответствующих k подпоследовательностей. Например, при кратности уплотнения k=1 и при выбранной длительности Т_кан=TN элемента передаваемого сигнала каждый канальный манипулятор может формировать на соответствующей этому канальному манипулятору несущей частоте сигналы ОФТ или ЧТ со скоростью передачи V_кан=1/TN (бит/с), при k=2 - сигналы ДОФТ или ДЧТ со скоростью V_кан=2/TN (бит/с) и т.д.

Выходные сигналы всех канальных манипуляторов суммируются в блоке N канальных манипуляторов и групповой N-канальный (частотный) сигнал излучается в эфир с помощью радиопередающего устройства и передающей антенны.

В приемном комплексе этой системы радиосвязи принимаемый групповой сигнал с выхода радиоприемного устройства подается в блок N канальных демодуляторов, состоящий из N однотипных демодуляторов, каждый из которых осуществляет демодуляцию соответствующего канального сигнала выбранным традиционным методом [2]. В результате на выходах блока N канальных демодуляторов формируется параллельно kN двоичных подпоследовательностей, которые преобразуются параллельно-последовательным преобразователем в одну двоичную последовательность, аналогичную последовательности на выходе кодера, которая далее после декодирования в декодере поступает получателю информации.

При этом длительность Т_кан передаваемого двоичного элемента сигнала в каждом канале становится в N раз больше исходной длительности Τ элемента сигнала на выходе кодера, что позволяет преодолевать негативные последствия приема многолучевого сигнала при сравнительно высокой скорости передачи данных.

Однако помехоустойчивость этой системы декаметровой радиосвязи недостаточна:

1. Повышение скорости передачи данных за счет увеличения кратности уплотнения в каждом канале при сохранении необходимой длительности Т_кан элемента передаваемого сигнала приводит к снижению помехоустойчивости приема дискретной информации [2].

2. Повышение скорости передачи данных путем уменьшения длительности Т_кан элемента передаваемого сигнала в каждом частотном канале или за счет увеличения количества N частотных каналов приводит к соответствующему расширению спектра передаваемого группового сигнала и соответствующего расширения полосы пропускания при его приеме, что приводит, как отмечено выше, к снижению помехоустойчивости приема дискретной информации и ухудшению характеристик электромагнитной совместимости системы связи.

Из известных систем высокоскоростной декаметровой радиосвязи наиболее близкой по сущности решаемых задач и большинству совпадающих существенных признаков является система высокоскоростной декаметровой радиосвязи, приведенная в [5], с. 7.

Структура этой системы радиосвязи с многоканальной (параллельной) передачей дискретных сообщений, в основном, соответствует вышеприведенной системе связи [4], за исключением того, что в приемном комплексе этой системы может осуществляться не только одиночный прием сигналов на одну антенну, но и более помехоустойчивый сдвоенный прием на две разнесенные по пространству или по поляризации антенны при излучении группового многочастотного сигнала в передающем комплексе в верхней или нижней боковой полосе, а также сдвоенный прием на эти же антенны при частотном разнесении двух групповых сигналов при загрузке обеих боковых полос радиопередающего устройства одним и тем же групповым сигналом [5], с. 10.

Рассмотрим более подробно работу приемного комплекса этой системы.

Принимаемые на разнесенные антенны два образца группового сигнала с выходов линейных трактов соответствующих двух радиоприемных устройств приемного комплекса данной системы связи одновременно поступают на каждый из N=20 канальных блоков (КБ), которые производят расфильтровку каждого из образцов группового сигнала на составляющие его канальные сигналы и вычисляют величины, пропорциональные косинусам и синусам разности фаз между принятым образцом канального сигнала и соответствующим опорным колебанием.

Каждый канальный блок обеспечивает сдвоенный прием как при разнесении антенн по пространству или поляризации, так и при частотном разнесении, и состоит из двух идентичных активных фильтров, на которые поступают образцы группового сигнала с выходов линейных трактов радиоприемных устройств и одно и то же опорное колебание от генератора сетки частот.

Каждый из 2N активных фильтров, в свою очередь, состоит из двух идентичных корреляторов, отличающихся тем, что подаваемые на них опорные колебания сдвинуты по фазе на 90°. Коррелятор содержит перемножитель и интегратор, построенный на базе усилителя постоянного тока с большим коэффициентом усиления и RC-цепью обратной связи.

Выходные сигналы интеграторов каждого канального блока представляют собой результаты преобразования соответствующих двух образцов канального сигнала на нулевую частоту с разложением каждого канального сигнала на две квадратурные составляющие, значения напряжений которых записываются и хранятся в соответствующих ячейках запоминающего устройства (ЗУ). Информация о квадратурных составляющих каждой посылки каждого канального сигнала в виде уровней аналоговых напряжений хранится в ячейках ЗУ (на конденсаторах) в течение времени следования двух смежных посылок. При этом по значениям уровней каждой пары квадратурных составляющих можно вычислить амплитуду и фазу несущего колебания соответствующей посылки канального сигнала.

В последующем блоке вычисления разности фаз (БВРФ) производится линейное сложение каждой из N пар образцов канальных сигналов, принятых на соответствующие две разнесенные, например, в пространстве антенны, путем суммирования соответствующих аналоговых уровней квадратурных составляющих, записанных в ЗУ.

Поскольку в рассматриваемой системе радиосвязи для передачи информации используются сигналы фазоразностной манипуляции (относительной фазовой телеграфии) с кратностью k=1, либо k=2, либо k=3, то для определения истинных значений двоичных символов при демодуляции каждого из N результирующих канальных сигналов (после линейного сложения) требуется определять разность фаз между каждыми двумя смежными во времени посылками результирующего канального сигнала. В БВРФ эта операция производится путем вычисления значений тригонометрических функций по данным, записанных в ЗУ.

Выходная двоичная информация в зависимости от кратности уплотнения k выдается с выхода (выходов) каждого канального демодулятора на вход (входы) последующего выходного устройства (ВУ) по одной, либо двум, либо трем шинам (выходам), т.е. по числу двоичных подканалов (соответствующих кратности уплотнения k) в одном канале системы [5], с. 18. ВУ предназначено для свертывания поступающей к нему по kN выходам двоичной информации в одну двоичную последовательность, аналогичную переданной.

Таким образом, в БВРФ производится линейное сложение каждой из N пар идентичных образцов канальных сигналов и вычисление разности фаз посылок сигнала по всем каналам при всех кратностях манипуляции, т.е. фактически БВРФ выполняет функцию блока N канальных демодуляторов сигналов, который в отличие от блока N канальных демодуляторов вышеприведенной системы [4], обеспечивает демодуляцию каждого результата линейного сложения двух идентичных образцов канального сигнала, причем сигнала только с фазоразностной манипуляцией.

ВУ здесь фактически выполняет функцию параллельно-последовательного преобразователя, как и в вышеприведенной системе радиосвязи [4].

Сдвоенный разнесенный прием является эффективным средством повышения помехоустойчивости в радиоканалах с замираниями сигналов [2] и в данном случае в определенной мере компенсирует снижение помехоустойчивости приема из-за повышении скорости передачи данных.

Однако помехоустойчивость данной системы декаметровой радиосвязи недостаточна, поскольку реализует линейное сложение выходных уровней квадратурных корреляторов канальных сигналов, являющихся фактически фазовыми детекторами принимаемых сигналов, т.е. в соответствии с терминологией, приведенной в [6], раздел 5.3, реализует линейное последетекторное сложение каждой из N пар образцов канальных сигналов группового N-канального сигнала, принятого по двум ветвям разнесения.

Из [6] также известно, что при разнесенном приеме линейное сложение сигналов обеспечивает меньший выигрыш по помехоустойчивости (по соотношению сигнал/шум по мощности) по отношению к оптимальному сложению этих же сигналов. Кроме того, при реализации оптимального или линейного сложения предпочтительнее производить сложение до детектирования сигналов, поскольку при синфазном сложении колебаний сигналы складываются алгебраически, в то время как шумы складываются геометрически [6], с. 183.

Недостатком линейного сложения является и то, что его реализация выдвигает жесткие требования к обеспечению равенства коэффициентов усиления в ветвях разнесения. Значительное отличие коэффициентов усиления в ветвях в пределе превращает сдвоенный прием в одинарный. Допустимым разбросом коэффициентов усиления следует предусматривать разброс не более 1-2 дБ во всем динамическом диапазоне линейного приемного тракта с учетом влияния на характеристики устройств дестабилизирующих факторов [6], с. 180.

Более того, существенным недостатком линейного сложения в данном случае является незащищенность каждого результата сложения двух образцов любого канального сигнала от воздействия на входе хотя бы одного из радиоприемных устройств ветвей разнесения аддитивной сосредоточенной по спектру (прицельной) помехи, занимаемая полоса частот которой составляет часть полосы частот или полностью совпадает с полосой частот, занимаемой каким-либо канальным сигналом.

В этом случае напряжение помехи будет линейно складывается (без уменьшения (подавления) ее уровня) с напряжениями образцов канального сигнала, искажая результат суммирования. При достижении напряжения помехи уровня, соизмеримого с результирующим уровнем суммируемых образцов канального сигнала, демодуляция результата суммирования соответствующим канальным демодулятором может блокироваться, т.е. когда в регенерированной двоичной последовательности на выходе канального демодулятора (при k=1) или в каждой из k регенерированных двоичных подпоследовательностей на каждом из k выходов канального демодулятора (при k>1) начинают появляться ошибочно принятые символы.

В результате при поражении сосредоточенной по спектру помехой одного из N канальных сигналов, в выходной двоичной последовательности на выходе параллельно-последовательного преобразователя (до декодера) может быть искажен, например, при k=1 каждый N-й двоичный символ. При N=20 вероятность ошибки (до декодера) может составить величину Р_ощ≥0,05, которая может оказаться критической для исправляющей способности выбранного корректирующего кода данной системы связи и неприемлемой для получателя информации (после декодера).

При воздействии двух и более сосредоточенных помех определенного уровня радиосвязь заведомо становится не пригодной.

При воздействии сравнительно широкополосной по спектру аддитивной помехи, например станционной помехи, занимаемая полоса частот которой перекрывает полосу частот, занимаемую более чем одним канальным сигналом, то при достижении помехи определенного уровня пораженными могут оказаться два и более параллельных каналов, что также заведомо не пригодно для связи.

Недостатком является и то, что в системе связи [5] возможна передача и прием только сигналов с фазоразностной модуляцией при k=1, k=2, k=3, что ограничивает ее функциональные возможности.

Задачами, на решение которых направлено настоящее изобретение - система высокоскоростной декаметровой радиосвязи, является повышение помехоустойчивости приема каждого i-го канального сигнала (i=1, 2,…, Ν) в составе N-канального группового сигнала и группового сигнала в целом при воздействии аддитивных радиопомех.

Кроме того, дополнительной задачей изобретения является расширение функциональных возможностей системы связи за счет обеспечения передачи и приема сигналов с любой угловой манипуляцией несущих канальных сигналов как по фазе (ОФТ, ДОФТ и т.д.), так и по частоте (ЧТ, ДЧТ).

Решение поставленных задач достигается тем, что в систему высокоскоростной декаметровой радиосвязи, содержащую передающий комплекс, содержащий последовательно соединенные источник сообщений, кодер и последовательно-параллельный преобазаватель, выходы которого соединены с соответствующими входами блока N канальных манипуляторов, выход которого соединен с последовательно соединенными радипередающим устройством и передающей антенной, а также приемный комплекс, содержащий две приемные антенны, выход каждой из которых подключен к входу соответствующего радиоприемного устройства, и блок N канальных демодуляторов, выходы которого соединены с соответствующими входами параллельно-последовательного преобразователя, выход которого соединен с последовательно соединенными декодером и получателем сообщений, введены N блоков когерентного сложения сигналов (БКС), один вход каждого из которых объединен с выходом одного радиоприемного устройства, а другой вход каждого БКС объединен с выходом другого радиоприемного устройства, причем выход каждого БКС соединен с соответствующим входом блока N канальных демодуляторов, каждый БКС содержит два узла фазирования, каждый из которых содержит последовательно соединенные канальный фильтр, вход которого является соответствующим входом БКС, нормирующий усилитель, первый перемножитель, измерительный фильтр и второй перемножитель, другой вход которого соединен с входом первого перемножителя, выход второго перемножителя каждого узла фазирования соединен с соответствующим входом сумматора, выход которого, соединен с входом фильтра результирующего сигнала, выход которого, являющийся выходом БКС, соединен через нормирующий усилитель результирующего сигнала с другим входом первого перемножителя каждого узла фазирования.

На фиг. 1 представлена схема электрическая структурная предлагаемой системы радиосвязи.

Система высокоскоростной декаметровой радиосвязи содержит передающий комплекс 1, содержащий последовательно соединенные источник сообщений 2, кодер 3 и последовательно-параллельный преобразователь 4, выходы которого соединены с соответствующими входами блока N канальных манипуляторов 5, выход которого соединен с последовательно соединенными радиопередающим устройством 6 и передающей антенной 7, а также приемный комплекс 8, содержащий две приемные антенны 9₁ и 9₂, выход каждой из которых подключен к входу соответствующего радиоприемного устройства 10₁ (10₂), и блок N канальных демодуляторов 11, выходы которого соединены с соответствующими входами параллельно-последовательного преобразователя 12, выход которого соединен с последовательно соединенными декодером 13 и получателем сообщений 14.

Один вход каждого БКС 15₁…15_Ν объединен с выходом одного радиоприемного устройства 10₁, а другой вход каждого БКС 15₁…15_N объединен с выходом другого радиоприемного устройства 10₂, причем выход каждого БКС 15₁…15_N соединен с соответствующим входом блока N канальных демодуляторов 11.

Каждый БКС 15₁…15_N содержит два узла фазирования 16₁ и 16₂, каждый из которых содержит последовательно соединенные канальный фильтр 17, вход которого является соответствующим входом БКС, нормирующий усилитель 18, первый перемножитель 19, измерительный фильтр 20 и второй перемножитель 21, другой вход которого соединен с входом первого перемножителя 19.

Выход второго перемножителя 21 каждого узла фазирования 16₁ (16₂) соединен с соответствующим входом сумматора 22, выход которого соединен с входом фильтра результирующего сигнала 23, выход которого, являющийся выходом БКС, соединен через нормирующий усилитель результирующего сигнала 24 с другим входом первого перемножителя 19 каждого узла фазирования 16₁ (16₂).

Система высокоскоростной декаметровой радиосвязи функционирует следующим образом.

В передающем комплексе 1 двоичная последовательность с выхода источника сообщений 2 поступает в кодер 3, задачей которого является повышение помехоустойчивости передачи данных. Кодирование, как правило, сопровождается двумя эффективными процедурами - скремблированием и перемежением. Скремблирование преобразует цифровой сигнал в квазислучайный с целью получения более равномерного энергетического спектра излучаемого радиосигнала. Простое перемежение (перестановка во времени) символов сообщения позволяет декоррелировать ошибки в канале, т.е. преобразовать пакеты ошибок большой длительности в ряд одиночных. Последняя операция существенно увеличивает эффективность кодирования [4].

Двоичная последовательность с выхода кодера 3 со скоростью V=1/Т (бит/с), где Τ - длительность элемента сигнала, преобразуется последовательно-параллельным преобразователем 4 в kN параллельных подпоследовательностей с канальной скоростью следования двоичных символов в каждой, равной V_кан=V/N (бит/с). Здесь аналогично вышеизложенному N - количество параллельных ортогональных канальных сигналов в составе передаваемого группового сигнала, k - кратность уплотнения каждого канального сигнала.

В блоке N канальных манипуляторов 5, состоящем из N однотипных канальных манипуляторов, например фазовых или частотных, на каждый манипулятор в начальный момент времени каждого тактового интервала длительностью Τ_кан=TN подаются параллельно и синхронно k символов соответствующих k подпоследовательностей. Например, при k=1 каждый канальный манипулятор может формировать сигналы ОФТ или ЧТ с канальной скоростью передачи V_кан=1/TN (бит/с), при k=2 - сигналы ДОФТ или ДЧТ со скоростью V_кан=2/TN (бит/с) и т.д.

Выходные сигналы всех манипуляторов суммируются в блоке N канальных манипуляторов 5, и групповой N-канальный (частотный) сигнал излучается в эфир с помощью радиопередающего устройства 6 и передающей антенны 7.

В приемном комплексе 8 принимаемые на разнесенные антенны 9₁ и 9₂ образцы группового сигнала и аддитивных помех с выходов линейных трактов двух радиоприемных устройств (РГГУ) 10₁ и 10₂ одновременно поступают на соответствующие два входа каждого из N БКС 15₁…15_Ν. В каждом i-м БКС 15_i с условным порядковым номером i (i=1…N) из каждого из двух принимаемых образцов группового сигнала выделяется соответствующий образец канального сигнала с порядковым номером i (на канальной частоте с порядковым номером i) с помощью одного из двух идентичных канальных фильтров 17 узлов фазирования 16₁ и 16₂. Полоса пропускания каждого канального фильтра согласована со спектром выделяемого канального сигнала.

Отфильтрованные образцы i-го канального сигнала и аддитивных помех выравниваются по уровню нормирующими усилителями 18 и далее поступают на первые перемножители 19 и вторые перемножители 21. После корректировки фазы (фазирования) сигналов и их «взвешивания» во вторых перемножителях 21 путем умножения нормированного суммарного напряжения сигнала и помехи на напряжение с выхода измерительного фильтра, соответствующего уровню («весу») сигнала в нормированной смеси сигнала и помехи, напряжения с выходов вторых перемножителей узлов фазирования 16₁ и 16₂ поступают на соответствующие входы сумматора 22.

Результат суммирования отфильтровывается фильтром результирующего сигнала 23 и подается на вход соответствующего канального демодулятора блока канальных демодуляторов 11 и на вход нормирующего усилителя результирующего сигнала 24, с выхода которого результирующее колебание подается на вторые входы первых перемножителей 19.

Демодуляция каждого i-го результирующего канального сигнала с угловой манипуляцией с выхода i-го БКС может производиться соответствующим канальным демодулятором блока канальных демодуляторов 11 одним из выбранный известных способов [2, 6].

В результате на выходах блока N канальных демодуляторов 11 формируется параллельно kN двоичных подпоследовательностей, которые преобразуются параллельно-последовательным преобразователем 12 в одну двоичную последовательность, аналогичную переданной с выхода кодера 3, которая далее после декодирования в декодере 13 поступает получателю информации 14.

Для проведения сравнительной оценки помехоустойчивости предлагаемой системы связи и известной системы связи [5] - прототипа,- рассмотрим более подробно работу i-го БКС 15_i, обеспечивающего оптимальное когерентное сложение двух образцов соответствующего i-го канального сигнала как при отсутствии помех на его входах, так и при появлении сосредоточенной по спектру помехи на одном из его входов.

С целью упрощения проведения анализа работы БКС будем рассматривать его работу в пределах любого из временных интервалов Δt стационарности приема группового сигнала, много большем длительности двоичного элемента сигнала Т_кан, в пределах которого амплитуду каждого образца i-го канального сигнала на входе соответствующего узла фазирования 16₁ (16₂) можно считать постоянной.

Кроме того, на первом этапе анализа предположим, что при приеме образцов сигнала сосредоточенные по спектру аддитивные помехи в полосе приема группового сигнала каждой из ветвей разнесения отсутствуют, а уровень флуктуационных помех на выходе линейного тракта каждого РПУ 10₁ и 10₂ сравнительно мал по отношению к уровню сигнала и на качество приема практически не влияет.

Пусть с выходов линейных трактов РПУ 10₁ и 10₂ на первый и второй входы БКС 15_i поступают образцы группового сигнала в виде:

- на первый вход -

- на второй вход -

Здесь U_1Гр(t) и U_2Гр(t) - соответственно напряжения первого и второго образцов группового сигнала;

U_1Ci(t) - напряжение первого образца i-го канальный сигнала;

U_2Ci(t) - напряжение второго образца i-го канальный сигнала;

U_1Ci и ϕ_1Ci -амплитуда и фаза первого образца i-го канального сигнала;

U_2Ci и ϕ_2Ci -амплитуда и фаза второго образца i-го канального сигнала;

ω_Ci - несущая частота i-го канального сигнала;

θ_Ci(t) - функция, определяющая вид угловой манипуляции [7] i-го канального сигнала;

N - количество канальных сигналов в принимаемом групповом сигнале.

Для упрощения анализа примем, что коэффициент передачи любого из фильтров (17, 20, 24), а также сумматора 22 в составе каждого БКС 15₁…15_N равен единице. Кроме того, ввиду того, что структура БКС представляет собой замкнутую систему саморегулирования с обратной связью, задержки сигналов или изменения их начальных фаз при прохождении их через указанные фильтры БКС учитывать не будем.

С учетом вышеизложенного отфильтрованные канальными фильтрами 17 узлов фазирования 16₁ и 16₂ образцы i-го канального сигнала на входах нормирующих усилителей 18 i-го БКС можно представить в следующем виде:

- для узла 16₁ -

- для узла 16₂ -

Необходимо отметить, что в предлагаемой системе связи РПУ 10₁ и 10₂ должны работать в режиме отключения собственной системы автоматической регулировки усиления (АРУ), поскольку АРУ радиоприемного устройства может регулировать только уровень группового сигнала, принимаемого в соответствующей широкой полосе, а не каждого канального сигнала с полосой приема в N меньшей полосы приема группового сигнала.

Систему АРУ каждого нормирующего усилителя 18 и 24 БКС 15₁…15_N можно охарактеризовать коэффициентом регулирования системы АРУ. Коэффициент регулирования системы АРУ показывает, во сколько раз диапазон изменения сигнала на выходе нормирующего усилителя меньше, чем на его входе [6]:

где U_{ВХ MIN} и U_{ВЫХ MIN} - минимальное входное и минимальное выходное напряжения, которые ограничивают величиной реальной чувствительности нормирующего усилителя 18 узла фазирования 16₁ (16₂), a U_{ВХ MAN} и U_{ВЫХ MAN} - ограничивают максимальной величиной входных колебаний, при которых уровень комбинационных составляющих на выходе нормирующего усилителя 18 не превышает допустимого.

Для каждого из идентичных нормирующих усилителей 18 и 24 БКС 15₁…l5_N будем считать приемлемым, например, изменение отфильтрованного соответствующим канальным фильтром 17 сигнала на входе нормирующего усилителя на 100 дБ при изменении сигнала на его выходе не более чем на 3 дБ. Системы АРУ с такими параметрами реализованы в современных РПУ [8].

На выходе нормирующих усилителей 18 каждого узла фазирования 16₁ и 16₂ отфильтрованные образцы i-го канального сигнала выравниваются по уровню и поступают на входы первых перемножителей 19, на другие входы которых поступает с нормирующего усилителя результирующего сигнала 24 результирующее колебание:

где U_Pi, ω_Pi, ϕ_Pi - соответственно амплитуда, угловая частота и фаза результирующего сигнала.

Выходной продукт первого перемножителя 19 первого узла фазирования 16₁, на один вход которого поступает отфильтрованное и отнормированное напряжение первого образеца i-го канального сигнала, а на другой его вход -результирующее колебание, можно представить в виде:

где К₁ - значение коэффициента передачи нормирующего усилителя 18 первого узла фазирования 16₁, при котором обеспечивается нормирование первого образца входного сигнала с амплитудой U_1Ci.

Первый член в фигурных скобках легко отсеивается измерительным фильтром 20 первого узла фазирования 16₁, т.к. его спектр намного выше спектра второго члена.

Второй член в фигурных скобках (7) представляет собой гармоническое колебание (без манипуляции) на разностной круговой частоте ω_Фi=ω_Ci-ω_Pi, совпадающей с центральной частотой измерительного фильтра 20 узлов фазирования 16₁ и 16₂. Поскольку это колебание прямо пропорционально амплитуде принимаемого сигнала V_1Ci и коэффициенту передачи K₁ (при U_Pi≈const и K₁U_1Ci≈const), то при отсутствии помех на входах рассматриваемого i-го БКС на выходе измерительного фильтра 20 амплитуда этого колебания будет максимальной и соответствовать максимальному «весу» напряжения принимаемого первого образца i-го канального сигнала в нормированном колебании на выходе нормирующего усилителя 18.

Выходное напряжение измерительного фильтра 20 первого узла фазирования 16₁ с учетом вышеизложенного можно представить в виде:

Для более точной оценки в узле фазирования 16₁ (16₂) уровня или «веса» образца канального сигнала в нормированной смеси сигнала и помехи на выходе нормирующего усилителя 18 полоса пропускания измерительного фильтра 20 каждого узла фазирования, с одной стороны, должна быть предельно малой, а с другой стороны, необходимо, чтобы эта полоса обеспечивала возможность «отслеживания» уровня сигнала при его замираниях и изменениях несущей частоты канального сигнала в процессе его приема. При практической реализации системы связи эту полосу можно выбрать порядка (20-25) Гц.

Аналогично (8) можно представить выходное напряжение измерительного фильтра 20 второго узла фазирования 16₂, соответствующего в данном случае также максимальному «весу» напряжения принимаемого второго образца i-го канального сигнала:

где K₂ - значение коэффициента передачи нормирующего усилителя 18 второго узла фазирования 16₂, при котором обеспечивается нормирование второго образца входного сигнала.

Выходной продукт второго перемножителя 21 первого узла фазирования 16] будет иметь вид:

Аналогично запишется выходной продукт второго перемножителя 21 второго узла фазирования 16₂:

Первые слагаемые в фигурных скобках (10) и (11) отсеиваются при дальнейшей фильтрации выходного продукта сумматора 22 фильтром результирующего сигнала 23 и их можно не учитывать. Поэтому напряжение первого образца канального сигнала на первом входе сумматора 22, которое необходимо учитывать при суммировании, можно представить в виде:

Аналогичным образом можно представить напряжение второго образца канального сигнала на втором входе сумматора 22, которое необходимо учитывать при суммировании:

При этом выходное напряжение фильтра результирующего i-го сигнала 23 запишется в виде:

Из (14) следует, что при отсутствии помех в ветвях разнесения в узлах фазирования 16₁ и 16₂ амплитуды соответствующих образцов i-го канального сигнала выравниваются нормирующими усилителями 18 до определенной величины, максимальный диапазон изменения которой может достигать 3 дБ при изменении амплитуды сигнала на входе до 100 дБ. Причем в пределах рассматриваемого поддиапазона изменения амплитуды входных колебаний, например, ограниченного до 40 дБ, величину амплитуды выходного нормированного колебания U_CH можно считать постоянной:

Далее напряжения сигналов ветвей разнесения приводятся к единой результирующей частоте ω_Pi и фазе ϕ_Pi, возводятся в квадрат и поступают на соответствующие входы сумматора 22 для синфазного квадратичного сложения.

С учетом (15) выражение (14) можно представить в виде:

С помощью нормирующего усилителя 24 результирующее напряжение U_{p CiФ}(t) нормируется по уровню, т.е. приводится к виду (6).

На втором этапе анализа рассмотрим работу i-го БКС при вышерассмотренных условиях, но с учетом того, что на первом его входе дополнительно появилась сосредоточенная по спектру радиопомеха, например, так называемая внутриполосная синусоидальная помеха (попадающая в полосу пропускания канального фильтра 17 БКС) вида:

где U_1Пi и ϕ_1Пi - амплитуда и фаза помехи,

ω_1Пi - несущая частота помехи, попадающая в полосу пропускания канального фильтра 17 первого узла фазирования 16₁ i-го БКС.

Таким образом, на выходе канального фильтра 17 первого узла фазирования 16₁ будут действовать два колебания - первого образца i-го канального сигнала U_1Ci(t) и помехи U_1Пi(t), определяемые выражениями (3) и (17) соответственно:

а на выходе канального фильтра 17