Способ декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных

Способ декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Изобретение относится к радиосвязи и может быть использовано в радиосетях декаметрового диапазона широкого применения, предназначенных для передачи высокоскоростных данных (дискретных сообщений) с использованием сигналов с угловой манипуляцией.

Известен способ декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных, использующий одноканальный (последовательной) метод передачи дискретных сообщений [1], с. 107.

Способ заключается в том, что на передающей стороне передаваемый поток данных от источника кодируют и со скоростью V_u=1/T_u (бит/с), определяемой длительностью двоичного элемента сигнала T_u, подают на модулятор, который модулирует (манипулирует) одну несущую частоту.

Скорость передачи данных определяется также и кратностью уплотнения k передаваемого сигнала [2], с. 573. Например, при k=1 с помощью модулятора могут формировать сигналы однократной относительной фазовой телеграфии (ОФТ) или сигналы частотной телеграфии (ЧТ) со скоростью манипуляции V_м (бит/с), равной скорости передачи двоичной информации, т.е. V_м=V_u=1/Т_э (Т_э - длительность элемента (посылки) формируемого модулятором сигнала, в данном случае Т_э=Т_u). При k=2 - сигналы двукратной ОФТ (ДОФТ) или двойной частотной телеграфии (ДЧТ) со скоростью манипуляции в 2 раза меньшей скорости передачи информации, т.е. V_м=1/Т_э=1/2Т_u и т.д.

С помощью радиопередающего устройства и передающей антенны одноканальный сигнал с последовательной передачей посылок излучают в эфир.

На приемной стороне демодуляцию таких сигналов осуществляют традиционными методами, приведенными в [2] и определяющими структуру построения демодулятора, реализующего операцию восстановления переданной двоичной последовательности, обратную операции модуляции.

Однако такой одноканальный (последовательный) способ передачи данных с традиционными методами обработки принимаемых сигналов [2] имеет следующие недостатки:

1. Последовательная передача данных по декаметровому радиоканалу с высокой скоростью, определяемой соответствующей скоростью манипуляции V_м=V_u одноканального сигнала, связана с серьезными трудностями вследствие возникновения на приемной стороне межсимвольной интерференции из-за наличия запаздывающих лучей. При этом длительность Т_э элемента передаваемого сигнала (посылки) не может быть выбрана меньше 2-3 мс, что ограничивает максимальную скорость манипуляции передаваемого сигнала V_м величиной порядка 300-500 бит/с [3].

2. Повышение скорости передачи данных путем увеличения кратности k уплотнения сигнала при сохранении необходимой длительности Т_э элемента передаваемого сигнала приводит к существенному снижению помехоустойчивости приема дискретной информации [2], с. 615.

Известен способ декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных, использующий одноканальный (последовательной) метод передачи дискретных сообщений с испытательным импульсом и предсказанием (СИИП) [3].

Способ заключается в том, что на передающей стороне поток передаваемых информационных символов разбивают на пакеты равной длительности, межу которыми регулярно передают специальные испытательные импульсы. Каждый испытательный импульс отделен с обеих сторон пассивными защитными интервалами, которые необходимы для временного разделения реакции канала на испытательный импульс и рабочего пакета.

На приемной стороне это дает возможность на протяжении испытательного импульса и следующего за ним защитного интервала изучить все параметры принимаемого сигнала и на этой основе осуществить как оптимальный когерентный прием пораженных многолучевостью посылок рабочего пакета, так и синхронизацию [3].

Соответственно при данном способе декаметровой радиосвязи применяют и более сложный алгоритм обработки принимаемого сигнала по отношению к способу декаметровой радиосвязи, описанному выше.

Недостатком данного способа является то, что повышение скорости передачи данных путем уменьшения длительности Т_э элемента передаваемого сигнала при реализации более сложного алгоритма обработки принимаемого сигнала, позволяющего преодолевать последствия межсимвольной интерференции, приводит к снижению помехоустойчивости приема из-за уменьшения энергии передаваемого элемента сигнала [2] и ухудшению характеристик электромагнитной совместимости при одновременной работе с другими системами радиосвязи из-за расширения спектра передаваемого сигнала.

Кроме того, расширение спектра передаваемого сигнала требует соответствующего увеличения ширины полосы пропускания при приеме этого сигнала, что дополнительно снижает помехоустойчивость приема из-за возрастания вероятности попадания в более широкую полосу приема спектральных составляющих станционных или сосредоточенных по спектру радиопомех.

Известен способ декаметровой радиосвязи с многоканальной (параллельной) передачей дискретных сообщений, в соответствии с которым на передающей стороне передаваемый информационный поток данных от источника сообщений кодируют, после чего двоичную последовательность со скоростью V_u=1/Т_u, определяемую длительностью двоичного символа Т_u, подают на вход последовательно-параллельного преобразователя, с помощью которого входную последовательность распределяют на kN его выходов таким образом, что формируемые на каждом его выходе двоичные элементы соответствующих канальных последовательностей следуют параллельно и синхронно с канальной скоростью V_кан=1/T_кан, причем длительность Т_кан=kNT_u элемента канального сигнала выбирают много большей величины среднего времени запаздывания лучей на радиотрассе путем выбора необходимого количества N ортогональных канальных сигналов на различных канальных частотах в составе передаваемого группового сигнала и кратности уплотнения k каждого канального сигнала, в блоке N канальных манипуляторов, состоящем из N однотипных канальных манипуляторов с порядковыми номерами от 1 до N, на каждый манипулятор с порядковым номером i, в начальный момент времени каждого тактового интервала длительностью Т_кан подают параллельно и синхронно k символов соответствующих к канальных последовательностей для формирования соответствующего элемента передаваемого канального сигнала на канальной частоте f_i таким же порядковым номером i, после чего сформированные канальными манипуляторами канальные сигналы суммируют на выходе блока N канальных манипуляторов и N-канальный групповой сигнал с частотным интервалом между соседними канальными частотами Δf=1/Т_кан излучают в эфир с помощью радиопередающего устройства и передающей антенны.

На приемной стороне принимаемый приемной антенной групповой сигнал с выхода линейного тракта радиоприемного устройства подают в блок N канальных демодуляторов, состоящем из N однотипных канальных демодуляторов с порядковыми номерами от 1 до N, при этом демодуляцию каждого из N канальных сигналов, переданного на канальной частоте f_i с порядковым номером i в составе группового сигнала осуществляют с помощью соответствующего канального демодулятора с таким же порядковым номером i блока N канальных демодуляторов, результаты демодуляции N канальных сигналов в виде kN канальных двоичных последовательностей, формируемых на соответствующих выходах блока N канальных демодуляторов, подают на соответствующие входы параллельно-последовательного преобразователя, выходной двоичный поток которого подвергают декодированию, после чего передают получателю сообщений.

При этом длительность Т_кан элемента передаваемого канального сигнала становится в kN раз больше исходной длительности Т_u двоичного элемента сигнала, что позволяет преодолевать негативные последствия приема многолучевого сигнала при сравнительно высокой групповой скорости передачи данных.

Однако помехоустойчивость этого способа декаметровой радиосвязи недостаточна для ведения радиосвязи с более высокой скоростью передачи информации:

1. Повышение скорости передачи данных за счет увеличения кратности уплотнения к в каждом канале при сохранении необходимой длительности Т_кан элемента передаваемого канального сигнала приводит к снижению помехоустойчивости приема дискретной информации в каждом канале [2].

2. Повышение скорости передачи данных путем уменьшения длительности Т_кан элемента передаваемого канального сигнала в каждом частотном канале или за счет увеличения количества N частотных каналов приводит к соответствующему расширению полосы частот, занимаемой спектром передаваемого группового сигнала и соответствующему расширению полосы пропускания при его приеме, что приводит, как отмечено выше, к снижению помехоустойчивости приема дискретной информации и ухудшению характеристик электромагнитной совместимости при совместной работе с другими системами связи.

Из известных способов декаметровой радиосвязи наиболее близким по сущности решаемых задач и большинству совпадающих существенных признаков является способ декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных, приведенный в работе [5].

Данный способ декаметровой радиосвязи с многоканальной (параллельной) передачей дискретных сообщений, в основном, соответствует вышеприведенному способу декаметровой радиосвязи [4] за исключением того, что на приемной стороне могут осуществлять не только одиночный прием сигналов на одну антенну, но и более помехоустойчивый сдвоенный прием на две разнесенные по пространству или по поляризации антенны.

Рассмотрим более подробно процесс приема и обработки сигналов в соответствии с этим способом.

Принимаемые на разнесенные по пространству или по поляризации антенны напряжения двух образцов группового сигнала с выходов линейных трактов соответствующих двух радиоприемных устройств одновременно подают на каждый из N=20 канальных блоков (КБ), в которых производят расфильтровку каждого из образцов группового сигнала на составляющие его канальные сигналы и вычисляют величины, пропорциональные косинусам и синусам разности фаз между принятым образцом канального сигнала и соответствующим опорным колебанием.

Каждый из двух активных фильтров в составе каждого канального блока состоит из двух идентичных корреляторов, на которые подают опорные колебания, сдвинутые по фазе на 90°. Коррелятор содержит перемножитель и интегратор, построенный на базе усилителя постоянного тока с большим коэффициентом усиления и RC-цепью обратной связи.

Выходные сигналы интеграторов каждого канального блока представляют собой результаты преобразования соответствующих двух образцов канального сигнала на нулевую частоту с разложением каждого канального сигнала на две квадратурные составляющие, значения напряжений которых записывают и хранят в соответствующих ячейках запоминающего устройства (ЗУ). Информация о квадратурных составляющих каждой посылки каждого канального сигнала в виде уровней аналоговых напряжений хранят в ячейках ЗУ (на конденсаторах) в течение времени следования двух смежных посылок. При этом по значениям уровней каждой пары квадратурных составляющих вычисляют амплитуду и фазу несущего колебания соответствующей посылки канального сигнала.

В последующем блоке вычисления разности фаз (БВРФ) производят линейное некогерентное сложение каждой из N пар образцов канальных сигналов, принятых на соответствующие две антенны, путем суммирования соответствующих аналоговых уровней квадратурных составляющих, записанных в ЗУ.

Поскольку в рассматриваемом способе декаметровой радиосвязи для передачи информации используются сигналы фазоразностной манипуляции (относительной фазовой телеграфии) с кратностью уплотнения k=1, либо k=2, либо k=3, то для определения истинных значений двоичных символов при демодуляции каждого из N результирующих канальных сигналов (после линейного сложения), требуется определять разность фаз между каждыми двумя смежными во времени посылками результирующего канального сигнала. В БВРФ эту операцию производят путем вычисления значений тригонометрических функций по данным, записанных в ЗУ.

Выходную двоичную информацию в зависимости от кратности уплотнения к выдают с выхода (выходов) каждого канального демодулирующего устройства на вход (входы) последующего выходного устройства (ВУ) по одной, либо двум, либо трем шинам (выходам), т.е. по числу двоичных подканалов (соответствующих кратности уплотнения к) в одном канале системы.

В ВУ производят свертывание поступающей к нему по kN выходам соответствующих канальных последовательностей в одну двоичную последовательность, аналогичную последовательности на передающей стороне.

Таким образом, в БВРФ производят линейное некогерентное сложение каждой из N пар идентичных образцов канальных сигналов и вычисление разности фаз посылок сигнала по всем каналам при всех кратностях манипуляции, т.е. фактически в БВРФ выполняют функцию блока N канальных демодуляторов, в котором в отличии от блока канальных демодуляторов вышеприведенной системы [4], осуществляют демодуляцию каждого результата линейного сложения двух образцов канального сигнала.

Посредством ВУ здесь фактически выполняют функцию параллельно-последовательного преобразователя, как и в вышеприведенном способе декаметровой радиосвязи [4].

Сдвоенный разнесенный прием является эффективным средством повышения помехоустойчивости в радиоканалах с замираниями сигналов [2] и в данном случае в определенной мере компенсирует снижение помехоустойчивости приема из-за повышении скорости передачи данных.

Однако скорость передачи данных при данном способе декаметровой радиосвязи недостаточна.

Кроме того, при данном способе радиосвязи производят линейное некогерентное сложение двух образцов каждого канального сигнала перед его демодуляцией, что не обеспечивает требуемый уровень соотношения сигнал/помеха, характеризующий помехоустойчивость, при демодуляции канального сигнала.

Из [6], с. 183 известно, что при разнесенном приеме линейное сложение сигналов обеспечивает меньший выигрыш по помехоустойчивости (по соотношению сигнал/шум по мощности) по отношению к оптимальному когерентному сложению этих же сигналов, поскольку при синфазном сложении колебаний сигналы складываются алгебраически, в то время как шумы складываются геометрически.

Недостатком линейного сложения является и то, что его реализация выдвигает жесткие требования к обеспечению равенства коэффициентов усиления в ветвях разнесения. Значительное отличие коэффициентов усиления в ветвях в пределе превращает сдвоенный прием в одинарный. Допустимым разбросом коэффициентов усиления следует предусматривать разброс не более 1-2 дБ во всем динамическом диапазоне линейного приемного тракта с учетом влияния на характеристики устройств дестабилизирующих факторов [6], с. 180.

Более того, существенным недостатком линейного сложения в данном случае является незащищенность каждого результата сложения двух образцов любого канального сигнала от воздействия на входе хотя бы одного из радиоприемных устройств аддитивной сосредоточенной по спектру (синусоидальной) помехи [6], с. 7, в пределах полосы частот, занимаемой спектром какого либо канального сигнала.

В этом случае напряжение помехи будет также линейно складываться (без уменьшения (подавления) ее уровня) с напряжениями образцов канального сигнала, искажая результат суммирования. При достижении уровня напряжения помехи, соизмеримого с результирующим уровнем напряжения суммируемых образцов канального сигнала, демодуляция результата суммирования соответствующим канальным демодулятором может блокироваться, т.е. когда в регенерированной двоичной последовательности на выходе канального демодулятора (при k=1) или в каждой из k регенерированных двоичных подпоследовательностей на соответствующих k выходах канального демодулятора (при k>1) лавинообразно появляются ошибочно принятые символы с вероятностью P_ош≈0,5.

В результате, при поражении сосредоточенной по спектру помехой одного из N канальных сигналов, в выходной двоичной последовательности на выходе параллельно-последовательного преобразователя (до декодера) может быть искажен, например, при k=1 каждый N-й двоичный символ. При N=20 вероятность ошибки (до декодера) может составить величину Р_ош≤0,05, которая может оказаться критической для исправляющей способности выбранного корректирующего кода данной системы передачи данных и не приемлемой для получателя информации (после декодера).

При воздействии двух и более сосредоточенных по спектру помех определенного уровня радиосвязь заведомо становится не пригодной.

При воздействии сравнительно широкополосной по спектру аддитивной помехи, например, станционной помехи, занимаемая полоса частот которой перекрывает полосу частот, занимаемую более, чем одним канальным сигналом, то при достижении помехи определенного уровня, пораженными могут оказаться два и более параллельных каналов, что также заведомо не пригодно для связи.

Недостатком является и то, что при использовании известного способа декаметровой радиосвязи [5] возможна передача и прием только сигналов с фазоразностной модуляцией при k=1, 2, 3, что ограничивает его функциональные возможности.

Задачами, на решение которых направлено предлагаемое изобретение - способ декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных, является повышение скорости передачи данных в 2 раза и повышение помехоустойчивости приема двоичной информации при воздействии аддитивных сосредоточенных по спектру помех и флуктуационных помех.

Кроме того, дополнительной задачей изобретения является расширение функциональных возможностей предлагаемого способа декаметровой радиосвязи за счет обеспечения передачи и приема сигналов с любой угловой манипуляцией несущих канальных сигналов - как по фазе (ОФТ, ДОФТ и т.д.), так и по частоте (ЧТ, ДЧТ).

Решение поставленных задач достигается тем, что в известном способе декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных, при котором на передающей стороне передаваемый информационный поток данных от источника сообщений кодируют, после чего двоичную последовательность со скоростью V_u=1/Т_u, определяемую длительностью двоичного символа Т_u, подают на вход последовательно-параллельного преобразователя, с помощью которого входную последовательность распределяют на kN его выходов таким образом, что формируемые на этих выходах двоичные элементы соответствующих kN канальных последовательностей следуют параллельно и синхронно с канальной скоростью V_кан=1/T_кан, причем длительность Т_кан=kNT_u двоичного элемента каждой канальной последовательности выбирают много большей величины среднего времени запаздывания лучей на радиотрассе путем выбора необходимого количества N параллельных ортогональных канальных сигналов на различных канальных частотах в составе передаваемого группового сигнала и кратности уплотнения k каждого канального сигнала, в блоке N канальных манипуляторов, состоящем из N однотипных канальных манипуляторов с порядковыми номерами от 1 до N, на каждый манипулятор с порядковым номером i, в начальный момент времени каждого тактового интервала длительностью Т_кан подают параллельно и синхронно k символов соответствующих k канальных последовательностей для формирования соответствующего элемента передаваемого канального сигнала длительностью Т_кан на канальной частоте f_i с таким же порядковым номером i, после чего сформированные канальными манипуляторами канальные сигналы суммируют на выходе блока N канальных манипуляторов и N-канальный групповой сигнал с частотным интервалом между соседними канальными частотами Δf=1/Т_кан излучают в эфир с помощью радиопередающего устройства и передающей антенны, излучающей электромагнитное поле с горизонтальной поляризацией, а на приемной стороне осуществляют прием двух образцов отраженных от ионосферы радиосигналов с помощью двух антенн, принимающих электромагнитные волны, поляризованные во взаимно перпендикулярных направлениях, и двух радиоприемных устройств, при этом демодуляцию каждого из N канальных сигналов, переданного на канальной частоте f_i с порядковым номером i в составе группового сигнала осуществляют с помощью соответствующего канального демодулятора с таким же порядковым номером i блока N канальных демодуляторов, состоящем из N однотипных канальных демодуляторов с порядковыми номерами от 1 до N, результаты демодуляции N канальных сигналов в виде kN канальных двоичных последовательностей, формируемых на соответствующих выходах блока N канальных демодуляторов с канальной скоростью V_кан=1/Т_кан, подают на соответствующие входы параллельно-последовательного преобразователя, выходную двоичную последовательность которого со скоростью V_u=1/Т_u подвергают декодированию, после чего двоичный поток передают получателю сообщений, применяется более высокоскоростной и помехоустойчивый режим декаметрой радиосвязи, при котором на передающей стороне скорость информационного потока данных от источника сообщений увеличивают в два раза, а двоичную последовательность, поступающую после кодирования на вход последовательно-параллельного преобразователя с информационной скоростью V_u=2/Т_u, дополнительно распределяют на kN дополнительных его выходов таким образом, что формируемые на дополнительных выходах двоичные элементы соответствующих дополнительных kN канальных последовательностей следуют параллельно и синхронно с двоичными элементами канальных последовательностей, формируемых на kN его выходах с канальной скоростью V_кан=1/Т_кан, в дополнительном блоке N канальных манипуляторов, состоящем из N однотипных канальных манипуляторов с порядковыми номерами от 1 до N, на каждый манипулятор с порядковым номером i, в начальный момент времени каждого тактового интервала длительностью Т_кан подают параллельно и синхронно к символов соответствующих к дополнительных канальных последовательностей для формирования соответствующего элемента передаваемого канального сигнала на канальной частоте f_i=f_i+Δf/2 с таким же порядковым номером i, после чего сформированные канальными манипуляторами канальные сигналы суммируют на выходе дополнительного блока N канальных манипуляторов и дополнительный групповой N-канальный групповой сигнал излучают в эфир с помощью дополнительного радиопередающего устройства и дополнительной передающей антенны, излучающей электромагнитное поле с вертикальной поляризацией, а на приемной стороне выходные напряжения радиоприемных устройств подают на соответствующие входы каждого из 2N блоков когерентного сложения (БКС), причем каждый БКС с порядковым номером i из состава первой группы из N БКС с порядковыми номерами от 1 до N осуществляет оптимальное когерентное сложение напряжений двух образцов канального сигнала, переданного на канальной частоте f_i с порядковым номером i в составе группового сигнала, после чего выходное напряжение этого БКС, подают на вход соответствующего канального демодулятора с порядковым номером i блока N канальных демодуляторов, а каждый БКС с порядковым номером i из состава второй группы из N БКС с порядковыми номерами от 1 до N осуществляет оптимальное когерентное сложение напряжений двух образцов канального сигнала, переданного на канальной частоте с порядковым номером i в составе дополнительного группового сигнала, после чего выходное напряжение этого БКС подают на вход соответствующего канального демодулятора с порядковым номером i дополнительного блока N канальных демодуляторов, состоящем из N однотипных канальных демодуляторов с порядковыми номерами от 1 до N, каждый из которых с порядковым номером i осуществляет демодуляцию канального сигнала, переданного на канальной частоте с порядковым номером i в составе дополнительного группового сигнала, результаты демодуляции N канальных сигналов второго группового сигнала в виде kN канальных двоичных последовательностей, формируемых на соответствующих выходах дополнительного блока N канальных демодуляторов с канальной скоростью V_кан=1/T_кан подают на соответствующие дополнительные входы параллельно-последовательного преобразователя, в каждом БКС напряжение входного сигнала с выхода соответствующего радиоприемного устройства подают на вход соответствующего узла фазированияя, в каждом из которых напряжение входного сигнала фильтруют канальным фильтром, нормируют по уровню нормирующим усилителем и подают на первый вход второго перемножителя и первый вход первого перемножителя, выходное напряжение которого фильтруют измерительным фильтром и подают на второй вход второго перемножителя, выходное напряжение второго перемножителя каждого узла фазирования подают на соответствующий вход сумматора, выходное напряжение которого фильтруют фильтром результирующего колебания и подают на выход БКС и через нормирующий усилитель результирующего колебания подают на второй вход первого перемножителя каждого узла фазирования.

Сопоставительный анализ с прототипом показывает, что введение существенных отличительных признаков составляет новизну и позволяет, как будет показано ниже, решить поставленные задачи.

Рассмотрим эффективность предлагаемого изобретения на примере функционирования системы декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных, схема электрическая структурная которой приведена на фиг. 1; на фиг. 2 приведено схематическое изображение сигналов системы.

Система декаметровой радиосвязи содержит передающий комплекс 1, содержащий последовательно соединенные источник сообщений 2, кодер 3 и последовательно-параллельный преобразователь 4, выходы которого соединены с соответствующими входами первого блока N канальных манипуляторов 5₁, выход которого соединен с последовательно соединенными первым радиопередающим устройством 6₁ и первой передающей антенной 7₁ другие выходы последовательно-параллельного преобразователя 4 соединены с соответствующими входами второго блока N канальных манипуляторов 5₂, выход которого соединен с последовательно соединенными вторым радиопередающим устройством 6₂ и второй передающей антенной 7₂, а также приемный комплекс 8, содержащий две приемные антенны 9₁ и 9₂, выход каждой из которых подключен к входу соответствующего радиоприемного устройства 10₁ (10₂), и первый блок N канальных демодуляторов 11₁ выходы которого соединены с соответствующими входами параллельно-последовательного преобразователя 12, выход которого соединен с последовательно соединенными декодером 13 и получателем сообщений 14.

Один вход каждого блока когерентного сложения (БКС) из состава первой группы из NBKC 15_1-1, …, 15_1-N с порядковыми номерами от 1 до N и один вход каждого БКС из состава второй группы из NBKC 15_2-1, …, 15_2-N с аналогичными порядковыми номерами от 1 до N объединен с выходом одного радиоприемного устройства 10₁, а другой вход каждого БКС 15_1-1, …, 15_1-N и 15_2-1, …, 15_2-N объединен с выходом другого радиоприемного устройства 10₂, причем выход какого-либо i-го БКС 15_1-i и из состава первой группы из N БКС с порядковым номером i (i=1, 2, …, N) соединен с входом соответствующего демодулятора с таким же порядковым номером i первого блока N канальных демодуляторов 11₁, а выход i-го БКС 15_2-i из состава второй группы из N БКС с аналогичным порядковым номером i (i=1, 2, …, N) соединен с входом соответствующего демодулятора с таким же порядковым номером i второго блока N канальных демодуляторов 11₂, выходы которого соединены с соответствующими входами параллельно-последовательного преобразователя 12.

Каждый БКС 15_1-1, …, 15_1-N и 15_2-1, …, 15_2-N содержит два узла фазирования 16₁ и 16₂, каждый из которых содержит последовательно соединенные канальный фильтр 17, вход которого является соответствующим входом БКС, нормирующий усилитель 18, первый перемножитель 19, измерительный фильтр 20 и второй перемножитель 21, другой вход которого соединен с входом первого перемножителя 19.

Выход второго перемножителя 21 каждого узла фазирования 16₁ (16₂) соединен с соответствующим входом сумматора 22, выход которого соединен с входом фильтра результирующего колебания 23, выход которого, являющийся выходом БКС, соединен через нормирующий усилитель результирующего колебания 24 с другим входом первого перемножителя 19 каждого узла фазирования 16₁ (16₂).

Система декаметровой радиосвязи, реализующая предлагаемое изобретение функционирует следующим образом.

В передающем комплексе 1 передаваемый информационный поток данных от источника сообщений 2 поступает в кодер 3, задачей которого является повышение помехоустойчивости передачи данных. Кодирование, как правило, сопровождается двумя эффективными процедурами-скремблированием и перемежением. Скремблирование преобразует цифровой сигнал в квазислучайный с целью получения более равномерного энергетического спектра излучаемого радиосигнала. Простое перемежение (перестановка во времени) символов сообщения позволяет декоррелировать ошибки в канале, т.е. преобразовать пакеты ошибок большой длительности в ряд одиночных. Последняя операция существенно увеличивает эффективность кодирования [4].

С выхода кодера 3 двоичная последовательность со скоростью V_u=1/Т_u (бит/с), где Т_u - длительность двоичного элемента передаваемой последовательности, поступает на вход последовательно-параллельного преобразователя 4, который обеспечивает ее преобразование в 2kN параллельных канальных последовательностей с канальной скоростью следования двоичных символов в каждой, равной V_кан=1/2kNT_u (бит/с). Здесь N - количество параллельных ортогональных канальных сигналов в составе каждого из двух передаваемых групповых сигналов, k - кратность уплотнения каждого канального сигнала.

Первые kN параллельных канальных последовательностей с kN выходов последовательно-параллельного преобразователя 4 поступают на соответствующие входы первого блока N канальных манипуляторов 5₁ для формировыания канальных сигналов первого группового сигнала, вторые kN параллельных подпоследовательностей с других kN выходов последовательно-параллельного преобразователя 4 поступают на соответствующие входы второго блока N канальных манипуляторов 5₂ для формирования канальных сигналов второго группового сигнала.

В каждом блоке N канальных манипуляторов 5₁ (5₂), состоящем из N однотипных канальных манипуляторов, например, фазовых или частотных, на к входов каждого канального манипулятора в начальный момент времени каждого тактового интервала длительностью, равной длительности канального элемента сигнала Т_кан=2kNT_u, подаются параллельно и синхронно k символов соответствующих k канальных последовательностей. При этом в каждом тактовом интервале каждый i-ый (i=1, …, N) манипулятор первого блока N канальных манипуляторов 5₁, формирует элементарный сигнал (посылку) на соответствующей канальной частоте f_i, а каждый i-ый (i=1, …, N) манипулятор второго блока N канальных манипуляторов 5₂ формирует элементарный сигнал (посылку) на соответствующей частоте отличающейся от частоты f_i на величину Δf/2, где Δf=1/Т_кан - частотный интервал между соседними канальными частотами [5].

Выходные сигналы канальных манипуляторов в каждом блоке N канальных манипуляторов 5₁ (5₂) суммируются, формируя на выходе каждого блока групповой N - канальный (частотный) групповой сигнал. Первый групповой сигнал, сформированный первым блоком N канальных манипуляторов 5₁, излучается в эфир с помощью первого радиопередающего устройства 6₁ и первой передающей антенны 7₁. Второй групповой сигнал, сформированный вторым блоком N канальных манипуляторов 5₂, излучается в эфир с помощью второго радиопередающего устройства 6₂ и второй передающей антенны 7₂.

Первая антенна 7₁, излучающая первый групповой сигнал, представляет собой передающую антенну, излучающую электромагнитное поле горизонтальной поляризации, а вторая антенна 7₂, излучающая второй групповой сигнал, представляет собой передающую антенну, излучающую электромагнитное поле вертикальной поляризации [7].

Первый групповой сигнал, излучаемый в эфир в верхней боковой полосе (например, класс излучения J3E или R3E), представляет собой на интервале каждой посылки длительностью Т_кан=2kTN сумму N гармонических колебаний с расположением частот, схематически изображенным на фиг. 2, а. Эти частоты, называемые канальными, отмечены на оси частот точками f₁ …, f_N. Здесь же указаны частоты, отстоящие от несущего колебания f_н1 излучаемого однополосного группового сигнала (в верхней боковой полосе шириной F=3100 Гц) на 300 и 3400 Гц, ограничивающие полосу пропускания телефонного канала. Эти граничные частоты отстоят от крайних канальных частот на величину ΔF. Частотный интервал между соседними канальными частотами, как указывалось выше, равен Δf=1/Т_кан.

Кроме того, пунктирными линиями условно обозначены частотные спектры отдельных канальных сигналов, причем в пределах полосы частот, занимаемой спектром каждого канального сигнала, условно обозначены вертикальными линиями амплитуды основных частотных составляющих спектра сигнала, отстоящих от канальной частоты каждого канального сигнала на величину ±f_м, где f_м=Ω_м/2π - частота фазовой манипуляции при скачкообразном изменении фазы круговой частоты манипуляции Ω_м от 0 до π/2 [8], с. 129.

На фиг. 2, б схематически изображен второй однополосный групповой сигнал, излучаемый второй передающей антенной 7₂, по структуре аналогичный, излучаемому антенной 7₁, за исключением того, что несущая частота однополосного сигнала смещена по частоте относительно f_н1 на величину Δf/2. На эту же величину смещены и канальные частоты относительно канальных частот f₁, …, f_N.

Здесь предполагается, что мощность и направленность излучения антенн 7₁ и 7₂ одинаковы. Поскольку два групповых сигнала, излучаемые этими антеннами, фактически занимают полосу частот одного и того же телефонного канала шириной F=3100 Гц (ввиду сравнительно малой величина Δf/2, которая может составлять порядка нескольких десятков герц [5]), то электромагнитные волны передаваемых групповых сигналов отражаются от одних и тех же областей ионосферы и приходят к местам приема по одним и тем же траекториям [9].

Известно, что при разнесенном приеме на каждую ветвь разнесения поступает свой «образец» отраженного от ионосферы сигнала с определенной реализацией помехи [2], в нашем случае - на каждую ветвь разнесения, состоящую из последовательно соединенных приемной антенны 9₁ (9₂) и радиоприемного устройства (РПУ) 10₁ (10₂), поступает свой образец суммарного сигнала, состоящего из образцов первого и второго групповых сигналов, а также свой образец помехи (флуктуационной, сосредоточенной по спектру и др.).

В дальнейшем, для удобства изложения образец суммарного сигнала на выходе первого РПУ 10₁ (первой ветви разнесения) будем называть «первый образец суммарного сигнала», а составные части этого сигнала будем называть:

- первый образец первого группового сигнала;

- первый образец второго группового сигнала;

- первый образец i-го канального сигнала первого группового сигнала (на канальной частоте f_i с порядковым номером i);

- первый образец i-го канального сигнала