Способ и устройство фазирования и равносигнально-разностного автосопровождения неэквидистантной цифровой антенной решётки приёма широкополосных сигналов

Способ и устройство фазирования и равносигнально-разностного автосопровождения неэквидистантной цифровой антенной решётки приёма широкополосных сигналов

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Изобретение относится к радиотехнике и может использоваться для приёма широкополосных сигналов в системе сбора телеметрической информации от бортовой аппаратуры космических аппаратов.

Известен способ формирования диаграммы направленности антенной решётки введением фазового сдвига в числовые последовательности отсчётов сигналов с антенн решётки [см. Проблемы антенной техники/Под ред. Л.Д. Бахраха, Д.И. Воскресенского. – М.: Радио и связь, 1989. – 368 с.: ил. – ISBN5-256-00335-6]. Для сравнительно небольшого количества антенн этот способ реализуется последовательной схемой, представленной на фиг. 1, где: 1 – приёмная антенна; 2 – входной малошумящий усилитель (МШУ) и фидер до смесителя; 3 – смеситель; 4 – первый гетеродин; 5 – усилитель промежуточной частоты с полосовым фильтром (УПЧ-ПФ); 6 – делитель; 7 – синхронные фазовые детекторы (СФД); 8 – второй гетеродин; 9 – постоянный фазовращатель на 90°; 10 – аналого-цифровые преобразователи (АЦП); 11 – генератор тактовых импульсов (ГТИ); 12 – дешифратор адресного сигнала; 13 – шина данных; 14 – процессор формирования диаграммы направленности (ПФДН); 15 – запоминающее устройство (ЗУ); 16 – устройство управления (УУ); 17 – приёмник; 18 – управляющая ЭВМ, 21 – ключ.

Выход каждой приёмной антенны 1 соединён с входом соответствующего МШУ 2, выход каждого МШУ 2 соединён с сигнальным входом соответствующего смесителя 3, гетеродинный вход которого соединён с выходом первого гетеродина 4, выход каждого смесителя 3 соединён с входом соответствующего УПЧ-ПФ 5, выход которого соединён с входом соответствующего делителя 6, первый выход каждого делителя 6 соединён с сигнальным входом первого, а второй выход делителя соединён с сигнальным входом второго из соответствующей пары синхронных фазовых детекторов 7, причём гетеродинный вход каждого первого в соответствующей паре СФД 7 соединён с выходом второго гетеродина 8, а гетеродинный вход каждого второго в соответствующей паре СФД 7 соединён с выходом постоянного фазовращателя на 90° 9, вход которого соединён с выходом второго гетеродина 8, выход каждого СФД 7 соединён с сигнальным входом соответствующего АЦП 10, вход импульсов запуска которого соединён с выходом ГТИ 11, выход данных каждого АЦП 10 соединён с входом соответствующего ключа 21, управляющий вход которого соединён с соответствующим выходом дешифратора адресного сигнала 12, вход которого соединён с первой адресной шиной УУ 16, вход синхронизации УУ 16 соединён с выходом ГТИ 11, выход ключа 21 соединён с соответствующим входом шины данных 13, выход которой соединён с первым входом данных ПФДН 14, причём второй вход данных ПФДН 14 соединён с выходом данных ЗУ 15, а вход управления ПФДН 14 соединён с выходом управления УУ 16, адресная шина ЗУ 15 соединена со второй адресной шиной УУ 16, выход данных ПФДН 14 соединён с входом данных приёмника 17, шина данных и адреса ЗУ 15 соединена с шиной данных и адреса управляющей ЭВМ 18.

На антенны 1 решётки падает фронт волны радиосигнала со сдвигом для антенны №i на время разности хода лучей Дt_io относительно опорной антенны №0. Принятый антенной сигнал усиливают в соответствующем малошумящем усилителе 2, понижают по частоте с использованием первого гетеродина 4 и смесителя 3, усиливают и ограничивают по полосе частот с использованием усилителя промежуточной частоты и полосового фильтра 5, разветвляют на два сигнала делителем 6, формируют квадратурные сигналы с помощью соответствующего синхронного фазового детектора 7, второго гетеродина 8 и постоянного фазовращателя на 90° 9, после чего на аналого-цифровом преобразователе 10 под воздействием импульсов с частотой дискретизации f_д от генератора тактовых импульсов 11 формируют цифровые отсчёты значений квадратурных сигналов S_iс=A_i·cos(2рf_st) и S_is = A_i·sin(2рf_st) со средней частотой спектра f_s, причём под воздействием адресных сигналов с дешифратора 12, поступающих от устройства управления 16 по приходу импульса синхронизации с ГТИ, отсчёты сигналов разных антенн решётки через соответствующие ключи 21 последовательно вводят в шину данных 13 и далее вводят в процессор формирования диаграммы направленности 14, на котором формируют индивидуальные фазовые сдвиги сигнала каждой антенны на основе данных об относительных задержках сигнала одного фазового фронта на разных антеннах Дt_io, которые хранят в запоминающем устройстве 15 и рассчитывают заранее по целеуказаниям в управляющей ЭВМ 18. Процессор формирования диаграммы направленности 14 на основе относительных задержек Дt_io фронта волны вычисляет разности фаз сигналов на средней частоте f_s спектра сигнала после АЦП по формуле Дц_io = 2рf_sДt_io, определяет результирующие сфазированные сигналы по формуле S_iД = A_i·cos(2рf_st + Дц_io) = A_i·[cos(2рf_st)·cos(Дц_io) – sin(2рf_st)·sin(Дц_io)] = S_iс·cos(Дц_io) – S_is·sin(Дц_io) и вычисляет суммарный сигнал со всех антенн решётки, после чего выдаёт его в приёмник 17.

Основные недостатки известного решения для формирования диаграммы направленности антенной решётки введением фазового сдвига в числовые последовательности отсчётов сигналов с антенн решётки состоят в его относительной трудоёмкости и непригодности для передачи широкополосных сигналов. Действительно, при фазировании сигналов от N антенн требуется 2N сравнительно трудоёмких операций умножения и N-1 операция сложения. Кроме того, при достаточно широком спектре набеги фаз в достаточно далеко отстоящих по частоте симметричных гармониках разных антенн приводят к недопустимому искажению передаваемого сигнала. Например, гармоники по краям спектра при передаче телеметрической информации (ТМИ) со скоростью 3 Мбит/с, отстоящие примерно на Дf = 6 МГц, при разности хода лучей между антеннами в ДL = 30 м дадут набег фаз Дц =2р·Дf·Дt = 2р·Дf·(ДL/c) = 2р·6·10⁶·30/(3·10⁸)= 1,2р. Гармоники из средней части спектра сигнала ТМИ, отстоящие примерно на Дf = 3 МГц, дадут набег фаз 0,6р. Поскольку при детектировании симметричные частоты спектра радиосигнала складываются, то указанные набеги фаз приведут к сильным искажениям передаваемых широкополосных сигналов. Помимо этого, в известном техническом решении относительные задержки сигнала одного фазового фронта на разных антеннах Дt_io на протяжении всей зоны радиовидимости необходимо рассчитывать по целеуказаниям заранее, что требовало хранения значительных объёмов информации в запоминающем устройстве 15.

В свою очередь, перечисленные выше недостатки устранены в предлагаемом способе и устройстве фазирования и автосопровождения неэквидистантной цифровой антенной решётки приёма широкополосных сигналов. Использование предложенных способа и устройства обеспечит приём и обработку широкополосных сигналов без искажений при одновременном обеспечении автосопровождения космического аппарата (КА) и обеспечении быстродействия устройства фазирования антенн антенного поля при приёме от антенного поля широкополосных сигналов, несущих, например, телеметрическую информацию о состоянии бортовых систем космических аппаратов, например низкоорбитальных.

Предложен способ обработки широкополосных сигналов и автосопровождения космического аппарата, предусматривающий приём сигнала антеннами, являющимися частью антенной решётки, и формирование цифровых (дискретных) отсчётов принятого сигнала каждой антенны в соответствующих двух квадратурных информационных каналах с последующим суммированием цифровых (дискретных) отсчётов каждого квадратурного канала от нескольких антенн при контроле времени хода сигнала от опорной и ведомых антенн антенной решётки до своего устройства аналого-цифрового преобразования, а также предусматривающий формирование цифровых (дискретных) отсчётов принятого сигнала каждой антенны в четырёх каналах автосопровождения с некоторым опережением и таким же отставанием от отсчётов соответствующего квадратурного информационного канала с последующим формированием на их основе сигналов автосопровождения антенн по азимуту и углу места, а также расчётом по их значениям новых величин относительных задержек сигнала одного фазового фронта на разных антеннах с последующим вводом соответствующих сигналов задержки в соответствующие регистры предложенного устройства для формирования последующих отсчётов принимаемых сигналов одного фронта. В отличие от аналога широкополосные сигналы, принятые указанными антеннами и пришедшие в предлагаемое устройство фазирования и автосопровождения (УФА), не смещают по фазе, а дискретизируют с периодом дискретизации Дt_д с задержками относительно времени прихода по соответствующим фидерам на соответствующие УФА на время подставки Дt_п, как показано на диаграмме фиг. 2 для информационных каналов. То есть задерживают не принятые сигналы, а соответствующие последовательности импульсов дискретизации так, чтобы момент времени дискретизации сигнала каждой антенны соответствовал одному и тому же фронту приходящего сигнала. Для этого очередной k-й импульс дискретизации генератора для информационного сигнала антенны №i, сформированный в момент времени t_Гk, задерживают на время

Дt_zik = Дt_сi0k+ Дt_фi – Дt_ф0 + Дt_п . (1)

Здесь Дt_сi0k – время сдвига момента прихода фронта волны принимаемого сигнала на антенне №i относительно опорной антенны №0, может быть отрицательным, если сигнал приходит на антенну №i раньше, чем на антенну №0, и положительным, если сигнал приходит на антенну №i позже, чем на антенну №0 и изменяется в течение времени зоны радиовидимости КА. Остальные слагаемые времени задержки являются константами. Так, Дt_фi – время распространения фронта волны сигнала в фидере от фазового центра антенны №i до устройства фазирования и автосопровождения УФА. Далее, Дt_п – время подставки, которое выбирается так, чтобы момент времени k-го импульса дискретизации на всех антеннах наступил позже k-го импульса дискретизации генератора, то есть из условия Дt_zik>0. Это условие выполняется всегда, если время подставки Дt_п выбирается из условия

Дt_п>Дt_фmax – Дt_фmin + Дt_рmax+ Дt_откл + Дt_АЦП, (2)

где Дt_фmax и Дt_фmin – максимальное и минимальное время распространения фронта волны сигнала в фидерах антенной решётки, соответственно, Дt_рmax – максимально возможное время распространения фронта волны сигнала в свободном пространстве по поперечнику антенной решётки, Дt_откл – время отклонения момента времени взятия отсчёта в отрицательную и в положительную сторону для формирования сигналов автосопровождения относительно времени взятия отсчёта в информационном канале, Дt_АЦП – время формирования отсчёта на АЦП.

В одном канале автосопровождения каждой квадратуры i-й антенны последовательности импульсов дискретизации задерживают на время Дt_откл меньшее, чем задержка импульсов дискретизации в соответствующем информационном канале Дt_zik, то есть задерживают на время

Дt_zikАС1 =Дt_zik – Дt_откл = Дt_сi0k+ Дt_фi – Дt_ф0 + Дt_п – Дt_откл , (3)

а во втором канале автосопровождения этой же квадратуры этой же i-й антенны последовательности импульсов дискретизации задерживают на время Дt_откл большее, чем задержка импульсов дискретизации в соответствующем информационном канале Дt_zi, то есть задерживают на время

Дt_zikАС2 =Дt_zik + Дt_откл = Дt_сi0k+ Дt_фi – Дt_ф0 + Дt_п + Дt_откл . (4)

Поскольку в соответствии с фиг. 2 отсчёт в информационном канале каждой антенны берут спустя одно и то же для всех антенн время подставки Дt_п после прихода на устройство фазирования и автосопровождения (УФА) одного и того же фронта волны принимаемого сигнала в разные моменты времени для разных антенн t_УФАi, то отсчёты, взятые для разных антенн в моменты времени t_k + Дt_zi, также относятся к одному и тому же фронту волны принимаемого сигнала, приходящему на фазовые центры антенн и на УФА позже на время Дt_п . То есть, если значение сигнала, приходящего в моменты времени t_вik на фазовые центры антенн, равно S(t), тогда значение этого сигнала (назовём его синусным квадратурным сигналом), приходящего в моменты времени t_УФАik на УФА, равно

S_i(t) = K_i·S(t), (5)

где K_i – коэффициент передачи тракта i-й антенны от фазового центра до УФА.

Если значение сигнала S(t), пропущенного через фазовращатель на 90° в моменты времени t_вik, равно S₉₀(t), то значение этого косинусного квадратурного сигнала, приходящего в моменты времени t_УФАik на УФА, будет равно

S_90i(t) = K_i· S₉₀(t). (6)

Таким образом, из сигнала i-й антенны S_i(t), i = 0, … , N, в дискретные моменты времени t_ik = t_Гk + Дt_zik= t_УФАik+ Дt_п формируют отсчёты двух квадратур информационного канала:

S_ik = S_i(t + Дt_п) = K_i·S(t + Дt_п) (7)

S_90ik = S_90i(t + Дt_п) = K_i· S₉₀(t + Дt_п) (8)

Из (7) и (8) видим, что в идеале при одинаковых коэффициентах передачи K_i в приёмных трактах разных антенн и при отсутствии шумов соответствующие квадратурные отсчёты сигналов в информационных каналах разных антенн для одного фронта волны будут одинаковыми.

В дискретные моменты времени t_ikАС1 = t_Гk + Дt_zikАС1 = t_Гk + Дt_zik – Дt_откл= t_УФАik + Дt_п – Дt_откл для каждой квадратуры формируют отсчёты канала автосопровождения с опережением соответствующего информационного канала:

S_ik– = S_i(t + Дt_п – Дt_откл) = K_i·S(t + Дt_п – Дt_откл) (9)

S_90ik– = S_90i(t + Дt_п – Дt_откл) = K_i·S₉₀(t + Дt_п – Дt_откл) (10)

Наконец, в дискретные моменты времени t_ikАС2 = t_Гk + Дt_zikАС2 = t_Гk + Дt_zik + Дt_откл= t_УФАik + Дt_п + Дt_откл для каждой квадратуры формируют отсчёты канала автосопровождения с отставанием от соответствующего информационного канала:

S_ik+ = S_i(t + Дt_п + Дt_откл) = K_i·S(t + Дt_п + Дt_откл) (11)

S_90ik+ = S_90i(t + Дt_п + Дt_откл) = K_i·S₉₀(t + Дt_п + Дt_откл) (12)

Из (9) ÷ (12) видим, что в идеале при одинаковых коэффициентах передачи K_i в приёмных трактах разных антенн и при отсутствии шумов отсчёты сигналов в соответствующих каналах автосопровождения (с отставанием или с опережением) разных антенн для одного фронта волны также будут одинаковыми.

Сформированные цифровые (дискретные) отсчёты принятых сигналов от каждой антенны по каждому из шести каналов (двум информационным (синусному и косинусному) и четырём каналам автосопровождения (двум синусным с опережением и отставанием и двум косинусным с опережением и отставанием) записывают каждый в свой соответствующий индексированный массив памяти в ячейку с соответствующим текущим индексом k, относящимся к текущему фронту волны сигнала.

С задержкой от k-го импульса дискретизации на задающем генераторе, достаточной для прихода сигнала от антенны с наибольшим запаздыванием, в синусном и косинусном информационном канале выбирают из соответствующих массивов и суммируют цифровые (дискретные), соответственно, синусные и косинусные отсчёты по одному от каждой антенны с одним и тем же индексом k, относящимся к одному фронту волны сигнала. Затем определяют амплитуду и фазу отсчёта принятого информационного сигнала. Для синусного и косинусного информационного канала процесс суммирования информационных отсчётов антенн осуществляется в каждом интервале дискретизации Дt_д.

В соответствии с (1) время задержки, гарантирующее момент начала времени суммирования отсчётов антенн одного фронта после прихода этого фронта от антенны с наибольшим запаздыванием, выбирается из условия:

Дt_z∑ > Дt_рmax+ Дt_фmax – Дt_фmin + Дt_п (13)

В соответствии с (2) это условие эквивалентно следующему условию:

Дt_z∑> 2·Дt_п – Дt_откл – Дt_АЦП (14)

По аналогии с условием (13) для начала обработки отсчётов в четырёх каналах автосопровождения в соответствии с (4) должна быть обеспечена задержка формирования отсчёта относительно k-го импульса дискретизации на задающем генераторе исходя из условия:

Дt_zАС> Дt_рmax+ Дt_фmax – Дt_фmin + Дt_п + Дt_откл, (15)

что с учётом (2) эквивалентно условию:

Дt_zАС> 2·Дt_п – Дt_АЦП . (16)

Поскольку время отклонения Дt_откл и время Дt_АЦП формирования сигнала в АЦП малы по сравнению с максимально возможным временем распространения фронта волны сигнала в свободном пространстве по поперечнику антенной решётки Дt_рmax, то в соответствии с (13) и (15) значение задержки времени начала обработки отсчётов одного фронта волны в информационных каналах Дt_zобрИ и в каналах автосопровождения Дt_zобрАС может быть установлено исходя из одного и того же условия:

Дt_zобрИ> 2·Дt_п (17)

Дt_zобрАС> 2·Дt_п

Вместе с тем, следует отметить, что обработка в информационном контуре сводится к простому сложению дискретных отсчётов, относящихся к одному фронту волны принимаемого сигнала, что требует времени Дt_обрИ существенно меньше периода дискретизации сигнала Дt_д, тогда как на каждом шаге автосопровождения необходимо выполнить достаточно сложные вычисления, которые могут потребовать времени обработки Дt_обрАС существенно большего, чем период дискретизации Дt_д, однако и динамика углового перемещения КА на несколько порядков медленнее динамики изменения передаваемых информационных сигналов.

Обработку значений отсчётов в каналах автосопровождения осуществляют с периодом времени T_АС, который выбирают из условия:

T_АС > Дt_обрАС (18)

и составляет

M_дАС = (T_АС/Дt_д) (19)

периодов дискретизации. Поскольку процесс углового движения КА намного медленнее процесса изменения радиосигнала, то всегда выполняются условия T_АС>>Дt_д и M_дАС>>1, чтобы успеть рассчитать скорректированные цифровые сигналы автосопровождения антенн.

На j-м шаге автосопровождения обрабатывают отсчёты каналов автосопровождения с номером k = (Дt_zобрИ /Дt_д) + j·(T_АС/Дt_д).

Обработка состоит в следующем:

1) Определяют сумму значений информационных сигналов, соответственно, синусной и косинусной квадратур всех антенн решётки:

(20)

(21)

2) Определяют фазу информационного сигнала решётки:

(22)

3) Для каждой i-й антенны находят разность значений отсчётов для синусной и косинусной квадратур в каналах автосопровождения, взятых с отклонением в отрицательную и в положительную сторону относительно k-го отсчёта информационного канала, и получают значения разностного сигнала для синусной и косинусной квадратуры i-й антенны:

Дu_АСik = S_ik– – S_ik+ (23)

Дu_АС90ik = S_90ik– – S_90ik+ (24)

4) Определяют сумму значений разностных сигналов синусной и косинусной квадратур антенн ближней к КА части антенного поля относительно фазового центра решётки:

(25)

(26)

5) Определяют сумму значений разностных сигналов синусной и косинусной квадратур антенн дальней к КА части антенного поля относительно фазового центра решётки:

(27)

(28)

6) Определяют значение разности суммарных значений разностных сигналов синусной и косинусной квадратур антенн ближней и дальней к КА частей антенного поля относительно фазового центра решётки:

(29)

(30)

5) Определяют модуль управляющего сигнала наведения антенн решётки по углу места Φ:

(31)

6) Определяют фазу управляющего сигнала наведения антенн решётки по углу места Φ:

(32)

7) Определяют знак управляющего сигнала наведения антенн решётки по углу места Φ:

(33)

8) Управляющий сигнал наведения антенн решётки по углу места Φ со значением

(34)

преобразуют в аналоговую форму, фильтруют на фильтре нижних частот, усиливают на электромашинных усилителях и подают на приводы наведения антенн решётки по углу места.

9) Определяют значение угла места диаграммы направленности антенн решётки на j-м шаге автосопровождения:

(35)

Здесь K_Φ – коэффициент передачи цифрового контура управления по углу места.

Значение угла места в начале зоны радиовидимости определяют по принятой технологии проведения сеансов связи с КА. Как правило, по КА работают с горизонта по нулевой зоне радиовидимости, когда Φ_ДН0 = 0, однако за исходное может быть принято любое направление на КА в пределах зоны радиовидимости и, следовательно, любое значение исходного угла места от нулевого до наибольшего значения угла места на параметре по целеуказаниям на КА.

10) Определяют сумму значений разностных сигналов синусной и косинусной квадратур антенн левой части антенного поля относительно направления на КА от фазового центра решётки:

(36)

(37)

11) Определяют сумму значений разностных сигналов синусной и косинусной квадратур антенн правой части антенного поля относительно направления КА от фазового центра решётки:

(38)

(39)

12) Определяют значение разности суммарных значений разностных сигналов синусной и косинусной квадратур антенн левой и правой относительно КА и фазового цента решётки частей антенного поля:

(40)

(41)

13) Определяют модуль управляющего сигнала наведения антенн решётки по азимуту Ш:

(42)

14) Определяют фазу управляющего сигнала наведения антенн решётки по азимуту Ш:

(43)

15) Определяют знак управляющего сигнала наведения антенн решётки по азимуту Ш:

(44)

16) Управляющий сигнал наведения антенн решётки по азимуту Ш со значением

(45)

преобразуют в аналоговую форму, фильтруют на фильтре нижних частот, усиливают на электромашинных усилителях и подают на приводы наведения антенн решётки по азимуту.

17) Определяют значение азимута диаграммы направленности антенн решётки на j-м шаге автосопровождения:

(46)

Здесь K_Ψ – коэффициент передачи цифрового контура управления по азимуту. Исходное значение азимута определяют по целеуказаниям на КА.

18) Определяют направляющие косинусы диаграмм направленности антенн антенной решётки на j-м шаге автосопровождения в местной системе координат, представленной на фиг. 3, по формулам

cos(α_ДНj) = cos(Ц_ДНj)·sin(Ш_ДНj); (47)

cos(β_ДНj) = cos(Ц_ДНj)·cos(Ш_ДНj); (48)

cos(γ_ДНj) = sin(Ц_ДНj) (49)

19) Определяют разность хода лучей с направления диаграммы направленности антенн на j-м шаге автосопровождения между антеннами №i (А_i) и опорной антенной № 0 (А₀) по формуле:

ΔR_i0j = L_i0·cos(∠А_i-0-ДНj)=

= L_i0·[cos(α_i0)·cos(α_ДНj) + cos(β_i0)·cos(β_ДНj) + cos(γ_i0)·cos(γ_ДНj)] (50)

Здесь L_i0 – расстояние между фазовыми центрами антенн А_i и А₀, cos(α_i0), cos(β_i0), cos(γ_ДНj) – направляющие косинусы векторов от опорной антенны А₀ к антенне А_i, рассчитываются по формулам:

(51)

cos(α_i0) = (x_i – x₀)/L_i0; (52)

cos(β_i0) = (y_i – y₀)/L_i0; (53)

cos(γ_i0) = (z_i – z₀)/L_i0; (54)

где (x_i, y_i, z_i) и (x_0, y_0, z₀) – координаты фазовых центров антенн А_i и А₀ в местной системе координат (см. фиг.3).

20) Определяют Дt_сi0j – оценку сдвига по времени прихода радиосигнала между антеннами А_i и А₀ по формуле:

Дt_сi0j = ΔR_i0j/c, (55)

где c – скорость света в свободном пространстве.

21) Заменяют на регистрах предложенного устройства фазирования и автосопровождения ЦАР цифровые сигналы сдвига по времени прихода радиосигнала между антеннами А_i и А₀ со значениями Дt_сi0j-1 на сформированные на j-м шаге автосопровождения цифровые сигналы со значениями Дt_сi0j для работы УФА на (j+1)-м шаге автосопровождения.

Поскольку значения сигналов рассогласования из-за неточного, но синфазного наведения на антеннах, находящихся по разные стороны относительно фазового центра решётки, будут иметь противоположный знак, то при вычитании абсолютные значения этих сигналов будут складываться, увеличивая значение результирующего сигнала рассогласования.

Сущность предлагаемого равносигнально-разностного метода автосопровождения в цифровой антенной решётке поясняется векторными диаграммами на фиг. 4-14 для гармоник принимаемых сигналов.

Допустим, осуществляется приём гармонического сигнала S решёткой из двух антенн А1 и А2. В информационном тракте антенна А1 принимает сигнал S₁, а антенна А2 – сигнал S₂. В тракте автосопровождения сигнал от источника принимают с упреждением и с запаздыванием относительно информационного тракта на некоторый интервал времени отклонения Дt_откл.

При точном наведении обеих антенн на источник сигнала сдвиг по фазе относительно фазового центра решётки принимаемых антеннами А1 и А2 сигналов S₁ и S₂ будет равен нулю и при времени отклонения Дt_откл взятия отсчётов в каналах автосопровождения относительно информационного канала таком, что сдвиг по фазе сигналов в каналах автосопровождения |ц₁|< 90°, векторная диаграмма сигналов на антеннах А1 и А2 будет иметь вид, представленный на фиг. 4. Здесь d1 – вектор разности сигнала S_1-, принятого антенной А1 по каналу автосопровождения с упреждением на время Дt_откл относительно сигнала S₁, принятого антенной А1 в информационном тракте, и сигнала S₁₊, принятого антенной А1 по каналу автосопровождения с отставанием на время Дt_откл относительно сигнала S₁, принятого антенной А1 в информационном тракте. Аналогичное значение имеет вектор d2 разности соответствующих сигналов S_2- и S₂₊, принятых в канале с опережением и с отставанием в тракте автосопровождения антенны А2. Очевидно, что нулевое отклонение диаграмм направленности антенн от направления на источник сигнала для разностных сигналов отклонения по времени взятия отсчётов является равносигнальным, разностные сигналы d1 и d2 равны между собой, а их разность d12 = d1 – d2, являющаяся сигналом наведения антенн, равна нулю.

При том же времени отклонения взятия отсчётов сигналов Дt_откл в трактах автосопровождения антенн А1 и А2 и при некотором отклонении диаграммы направленности решётки от направления на источник сигнала в сторону антенны А2, приводящем к сдвигу фазы принимаемого сигнала в информационном канале антенны А1 на угол + ξ₂ , а в антенне А2 на угол – ξ₂ относительно фазового центра решётки, где ξ₂< 90°, имеем векторную диаграмму сигналов на фиг. 5, а при таком же отклонении диаграммы направленности решётки в сторону антенны А1 имеем векторную диаграмму сигналов на фиг. 6. В этих случаях вычитание разностных сигналов d1 и d2 формирует уже ненулевой сигнал наведения антенн d12, знак которого зависит от направления отклонения диаграммы направленности решётки.

Величина сигнала наведения антенн d12 при одном и том же отклонении диаграммы направленности решётки ξ₂ от источника сигнала определяется временем отклонения взятия отсчётов сигналов Дt_откл в трактах автосопровождения антенн А1 и А2 и достигает максимума при таком значении времени отклонения Дt_откл , когда сдвиг по фазе сигналов в каналах автосопровождения |ц₂| = 90°, как показано на фиг. 7, 8 и 9.

Максимум максиморум сигнала наведения антенн d12 достигает учетверённого значения принимаемого сигнала одной антенной S (без учёта ослабления диаграммой направленности парциальной антенны), когда это отклонение диаграммы направленности решётки приведёт к сдвигу фазы принимаемого сигнала в информационном канале антенн А1 и А2 относительно фазового центра решётки на угол ξ₃ = 90°, как это показано на фиг. 10 и 11. Этот гипотетический случай, представляющий чисто теоретический интерес, определяет динамический диапазон сигнала наведения антенн в предлагаемом равносигнально-разностном методе, а именно |d12|_maxmax=4|S|.

На фиг. 12, 13 и 14 представлены векторные диаграммы сигналов антенн в случае, когда время отклонения взятия отсчётов сигналов Дt_откл в трактах автосопровождения имеет такое значение, что сдвиг по фазе сигналов в каналах автосопровождения относительно информационного канала 90°<|ц₃|<180°. Видим, что при превышении сдвигом фазы относительно фазового центра решётки в каналах автосопровождения значения 90° величина сигнала наведения антенн d12 начинает уменьшаться, обращаясь в ноль при сдвиге в 180°. Это позволяет дать следующую рекомендацию по выбору величины времени отклонения взятия отсчётов сигналов Дt_откл в трактах автосопровождения.

Время отклонения взятия отсчётов сигналов Дt_откл в трактах автосопровождения следует выбирать таким образом, чтобы гармоники сигнала в средней части спектра f_с для каналов автосопровождения имели сдвиг по фазе относительно соответствующих гармоник в средней части спектра информационного канала примерно на ± 90°, то есть исходя из условия 2·р·f_с·Дt_откл = р/2. Тогда векторные диаграммы для гармоник в средней части спектра принимаемого широкополосного сигнала будут иметь вид, представленный на фиг. 7-9, векторные диаграммы для гармоник в нижней части спектра принимаемого широкополосного сигнала будут иметь вид, представленный на фиг. 4-6, наконец, векторные диаграммы для гармоник в верхней части спектра принимаемого широкополосного сигнала будут иметь вид, представленный на фиг. 12-14.

Важно, что при таком выборе времени отклонения Дt_откл результирующие разностные сигналы от всех гармоник спектра принимаемого радиосигнала имеют одинаковую полярность и суммируются по абсолютной величине при формировании результирующего сигнала наведения антенн по предлагаемому равносигнально-разностному методу.

Принадлежность антенны к ближней или дальней, левой или правой части антенного поля относительно фазового центра решётки, используемую в вычислениях по формулам (25)÷(32), (36)÷(43), определяют следующим образом.

1) Определяют координаты фазового центра цифровой антенной решётки по формулам

(56)

Здесь N – количество антенн в решётке антенного поля; (x_i, y_i, z_i) – координаты фазового центра антенны А_i в местной системе координат (см. фиг.3).

2) Определяют расстояние от фазового цента (ФЦ) ЦАР до каждойантенны А_i:

(57)

3) Определяют направляющие косинусы векторов из фазового центра ЦАР на каждую антенну А_i в местной системе координат (фиг. 15):

cos(α_iц) = (x_i – x_фц)/L_iц; (58)

cos(β_iц) = (y_i – y_фц)/L_iц; (59)

cos(γ_iц) = (z_i – z_фц)/L_iц; (60)

4) Определяют направляющие косинусы проекций на горизонтальную плоскость векторов из фазового центра ЦАР на каждую антенну А_i :

cos(α_iцГ) = (x_i – x_фц)/L_iцГ = (x_i – x_фц)/(L_iц · sin(γ_iц)) = cos(α_iц)/sin(γ_iц); (61)

cos(β_iцГ) = (y_i – y_фц)/ L_iцГ = (y_i – y_фц)/ (L_iц · cos(γ_iц)) = cos(β_iц)/sin(γ_iц); (62)

5) Определяют направляющие косинусы проекции на горизонтальную плоскость вектора диаграммы направленности отдельной антенны в текущий момент времени:

cos(α_ДНГj) = sin(Ш_ДНj); (63)

cos(β_ДНГj) = cos(Ш_ДНj); (64)

6) В горизонтальной плоскости для каждой антенны определяют косинус разности азимутов направления на антенну и текущего направления диаграммы направленности антенны:

cos[∠(азимут ДНj – азимутА_i )] = cos(α_iцГ)·cos(α_ДНГj) + cos(β_iцГ)·cos(β_ДНГj)=

= cos(α_iц)/sin(γ_iц)·sin(Ш_ДНj)+ cos(β_iц)/sin(γ_iц)·cos(Ш_ДНj); (65)

7) Определяют условие «ближе» – «дальше» для каждой антенны в текущий момент времени:

если cos(∠(азимут ДНj – азимут А_i)) > 0, то А_i ближе к КА, чем ФЦ; (66)

если cos(∠(азимут ДНj – азимут А_i)) < 0, то А_i дальше от КА, чем ФЦ. (67)

8) В горизонтальной плоскости для каждой антенны определяют синус разности азимутов направления на антенну и текущего направления диаграммы направленности антенны:

sin[∠(азимут ДНj – азимут А_i)] = – cos{∠[(азимут ДН j+р/2) – азимут А_i]} =

= – { cos(α_iц)/sin(γ_iц)·sin(Ш_ДНj+р/2)+ cos(β_iц)/sin(γ_iц)· cos(Ш_ДНj+р/2)} =

= –cos(α_iц)/sin(γ_iц)·cos(Ш_ДНj) + cos(β_iц)/sin(γ_iц)· sin(Ш_ДНj) (68)

9) Определяют условие «справа» – «слева» для каждой антенны в текущий момент времени:

Если sin(∠(азимут ДНj– азимут А_i)) > 0, то А_i левее, чем ФЦ; (69)

Если sin(∠(азимут ДНj – азимут А_i)) < 0, то А_i правее, чем ФЦ. (70)

Предложено устройство фазирования и автосопровождения неэквидистантной цифровой антенной решётки приёма широкополосных сигналов, содержащее совокупность трактов приёма сигналов от антенн и автосопровождения антенн, являющихся частью антенной решётки.

Схема предложенного устройства фазирования и равносигнально-разностного автосопровождения неэквидистантной цифровой антенной решётки приёма широкополосных сигналов приведена на фиг. 16, где: 1 – приёмная антенна; 2 – входной малошумящий усилитель (МШУ) и фидер до смесителя; 3-1 – смеситель первой промежуточной частоты (ПЧ-1); 3-2 – смеситель второй промежуточной частоты (ПЧ-2); 4 – первый гетеродин; 5-1 – усилитель ПЧ-1с полосовым фильтром (УПЧ-ПФ-1); 5-2 – усилитель ПЧ-2 с полосовым фильтром (УПЧ-ПФ-2); 6 – делитель; 8 – второй гетеродин; 9 – постоянный фазовращатель на 90°; 11 – генератор тактовых импульсов (ГТИ); 12 – дешифратор адресного сигнала; 13 – шина данных; 14 – процессор формирования диаграммы направленности (ПФДН); 15 – запоминающее устройство (ЗУ); 16 – управляющая ЭВМ (УЭВМ); 17 – приёмник. В этом предложенном устройстве фазирования и автосопровождения устранены (см. фиг. 1) синхронные фазовые детекторы – 7, функции устройства управления возложены на управляющую ЭВМ (УЭВМ) – 16 и введены: смесители ПЧ-2 – 3-2, усилители с фильтрами УПЧ-ПФ-2 – 5-2, счётчик-делитель – 19; блок задержки последовательности импульсов (БЗПИ) – 20; ключ сигнала индекса – 21; блоки дискретизации сигнала антенны (БДСА) – 23; регистр сигнала наведения антенны по азимуту – 24; регистр сигнала наведения антенны по углу места - 25; цифро-аналоговый преобразователь сигнала наведения по азимуту – 26; цифро-аналоговый преобразователь сигнала наведения по углу места – 27; фильтр нижних частот сигнала наведения по азимуту – 28; фильтр нижних частот сигнала наведения по углу места – 29; электро