Способ обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной рлс

Способ обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной рлс

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Изобретение относится к радиолокационной технике и может быть использовано в моноимпульсных РЛС.

Известен способ обработки принимаемых радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС, изложенный в заявке Германии DE 102005060875 A1, опубликованной 21.06.2007 г., "Verfahren und Vorrichtung zur Signalverarbeitung bei einer Winkelbestimmung mittels Mikrowellen-Bewegungssensoren" ("Метод и устройство обработки сигналов для определения угла микроволновыми подвижными сенсорами"), иллюстрируемый схемой, приведенной на рисунке из этой заявки (фиг. 1).

Согласно этому аналогу импульсные радиолокационные сигналы, принимаемые парциальными антеннами, составляющими антенну моноимпульсной РЛС, при каждом зондировании, с использованием стабилизированного генератора, формирующего несущую частоту зондирующих сигналов, переносятся на видеочастоту. При этом переносе формируются видеосигналы, соответствующие синфазной и квадратурной составляющим принимаемых сигналов в принимающих парциальных каналах. Для рассматриваемого в патенте варианта фазовой моноимпульсной системы с двумя парциальными приемными антеннами формируются видеосигналы: S_I1, S_Q1 (соответствующие синфазной и квадратурной составляющим сигналов, принимаемых первой парциальной антенной) и S_I2, S_Q2 (соответствующие синфазной и квадратурной составляющим сигналов, принимаемых второй парциальной антенной). Каждый из этих видеосигналов усиливается (на схеме фиг. 1 - элементы 201а-201d) в соответствующем приемном канале, подвергается в этом канале низкочастотной фильтрации (элементы 202а-202d) и затем аналого-цифровому преобразованию (элементы 203а-203d). Значения оцифрованных квадратурных частей сигналов первого (S_Q1) и второго (S_Q2) приемных каналов умножаются на -j (элементы 205а и 205b схемы) и суммируются (элементы 206а и 206b схемы) с соответствующими значениями оцифрованных синфазных частей сигналов первого (S_I1) и второго (S_I2) приемных каналов.

Формирующиеся соответственно на выходах элементов 206а и 206b схемы (фиг. 1) при каждом зондировании цифровые значения s₁(t_i) и s₂(t_i), представляющие собой результаты суммирования, поступают на входы суммирующего элемента 301а и вычитающего элемента 301b. На основе выполнения операции суммирования на выходе элемента 301а формируются оценки, соответствующие абсолютной величине суммарного сигнала S_SUM(t_i)=s₁(t_i)+s₂(t_i), а на основе выполнения операции вычитания на выходе элемента 301b формируются оценки

S_DIFF(t_i)=s₁(t_i)-s₂(t_i),

соответствующие абсолютной величине разностного сигнала в моноимпульсной РЛС.

Далее эти значения фильтруются с использованием метода скользящего среднего (соответственно элементами 303а и 303b на схеме фиг. 1) и на основе получаемых средних значений m_SUM и m_DIFF рассчитывается значение моноимпульсного отношения m_SUM/m_DIFF, с использованием которого формируется оценка абсолютного значения угла визирования наблюдаемого объекта относительно равносигнального направления антенны моноимпульсной РЛС.

Знак этого угла определяется с использованием сопоставительных оценок (элемент 403 на схеме фиг. 1) в частотной области аргументов комплексных величин (соответствующих преобразованным сигналам, поступающим с парциальных антенн моноимпульсной РЛС), получаемых путем (подпачечного) накопления значений s₁(t_i) и s₂(t_i) (в первом варианте предложенного в изобретении метода обработки), их оконной обработки (элементы 401а и 401b на схеме фиг. 1) и преобразования Фурье накопленных подпачек значений (элементы 402а и 402b).

К основным недостаткам данного изобретения могут быть отнесены:

- необходимость использования четырех каналов приема, усиления и преобразования поступающих на вход системы обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС, что требует повышенных аппаратурных затрат;

- необходимость обеспечения идентичности как амплитудных, так и фазовых характеристик каналов приема и усиления и преобразования сигналов: S_I1, S_Q1, S_I2, S_Q2,

- возможность возникновения дополнительных угловых ошибок моноимпульсного пеленгования в том случае, когда имеют место внешние и внутренние воздействия, искажающие фазовые соотношения сигналов, формирующих S_SUM и S_DIFF.

Известен способ обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС, описанный в источнике [Samuel М. Sherman, David K. Barton - Monopulse Principles and Techniques, sec.ed., Artech House, 2011, стр. 170]. Обработка радиолокационной информации по этому способу осуществляется в соответствии со схемой, приведенной на фиг. 2.

В соответствии с классификацией, используемой в указанном источнике, данный способ обработки радиолокационных сигналов относится к тому типу способов, который предполагает формирование и обработку суммы s+jd и разности s-jd комплексных огибающих s и d сигналов, поступающих соответственно с суммарного и разностного выходов суммарно-разностного преобразователя антенны моноимпульсной РЛС.

В случае амплитудного моноимпульсного пеленгования, когда фаза δ_d разностного сигнала d в условиях отсутствия помех и других каких-либо искажающих воздействий отличается от фазы δ_s суммарного сигнала s на величину 0° или 180° (δ=δ_d-δ_s=0°∨180°) с целью обеспечения возможности образования указанных комбинаций (суммы s+jd и разности s-jd) сигналов в прототипе осуществляется доворот фазы поступающего разностного сигнала на 90° и используется Т-мост (HIBRID).

Тангенс относительной фазы (tan ϕ₀) сигналов s+jd и s-jd, оценка которой осуществляется с использованием фазового детектора, соответствует моноимпульсному отношению разностного и суммарного сигналов (d/s), поступающих с соответствующих выходов суммарно-разностного преобразователя антенны моноимпульсной РЛС. Указывается на возможность оценки относительной фазы с использованием синфазного детектора.

Основной недостаток данного способа указан в том же источнике [2, стр. 172]. Этот недостаток обусловлен тем, что условие синфазности - противофазности (или ортогональности) суммарного и разностного сигналов, поступающих из антенны моноимпульсной РЛС, может не выполняться, например, при наличии внешних мешающих воздействий или вследствие несовершенства антенно-фидерного тракта РЛС. Данный случай иллюстрируется в [2] диаграммой (фиг. 3). В условиях, соответствующих фиг. 3, вычисление ϕ₀, как относительной фазы сигналов суммы s+jd и разности s-jd, очевидно приводит к дополнительным ошибкам при оценке моноимпульсного отношения. Вариант устранения этих ошибок путем введения в состав моноимпульсной РЛС дополнительного (третьего) приемного канала представлен в патенте США US 5402130, опубликованном 28.03.1995 г., "Monopulse processor".

Для уменьшения влияния амплитуд суммы s+jd и разности s-jd сигналов при получении оценок их относительной фазы (2ϕ₀) усиление этих комбинаций сигналов осуществляется в приемных каналах с жестким ограничением. При этом возможно подавление слабых полезных сигналов мешающими сильными.

Существенным недостатком рассматриваемого аналога, как и предыдущего, является также зависимость результатов оценки моноимпульсного отношения суммарного и разностного сигналов от величины фазового разбаланса приемных каналов РЛС.

Вариант устранения этого недостатка изложен в источнике [Справочник по радиолокации. Под ред. М. Сколника. Нью-Йорк, 1970: Пер. с англ. (в четырех томах) / Том 3. Радиолокационные устройства и системы / Под ред. А.С. Виницкого. - М.: Сов. радио, 1979, стр. 185]. Способ обработки радиолокационной информации, изложенный в этом источнике, является наиболее близким к предлагаемому способу обработки радиолокационной информации в моноимпульсной РЛС и рассматривается в качестве прототипа.

Обработка радиолокационной информации по способу прототипа осуществляется в соответствии со схемой, приведенной на фиг. 4.

Способ обработки радиолокационных сигналов, рассматриваемый в качестве прототипа, в соответствии с классификацией, используемой в источнике [2], также относится к тому типу способов, который предполагает формирование и обработку суммы s+jd и разности s-jd комплексных огибающих s и d сигналов, поступающих соответственно с суммарного и разностного выходов суммарно-разностного преобразователя антенны моноимпульсной РЛС.

Этот способ отличается от способа обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС, предложенного в источнике [2] и изложенного выше, тем, что с целью коррекции фазовых ошибок (фазового рассогласования) приемных каналов в канал поступления принимаемого разностного сигнала включен фазовый манипулятор на ±π/2, а знак углового отклонения направления на объект радиолокационного моноимпульсного пеленгования формируется с использованием переключателя полярности сигнала ошибки, работа которого синхронизирована с работой фазового манипулятора. Кроме того, в процессе обработки сигналов, поступающих с выходов суммарно-разностного преобразователя антенны моноимпульсной РЛС, осуществляется их перенос на промежуточную частоту. В остальном, способ-прототип обладает теми же недостатками, что и способ, указанный в источнике [2].

Задачей настоящего изобретения является обеспечение возможности повышения точности оценки моноимпульсного отношения суммарного и разностного сигналов при наличии воздействий, нарушающих требуемые фазовые соотношения суммарного и разностного сигналов, поступающих из антенны моноимпульсной РЛС, а также фазового рассогласования приемных каналов.

Целью (техническим результатом) настоящего изобретения являются расширение возможностей применения и повышение точности пеленгования моноимпульсной РЛС.

Для достижения заявленной цели в соответствии с настоящим изобретением при приеме и обработке радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС (во временных промежутках между излучением зондирующих импульсов) осуществляются:

- череспериодная (от зондирования к зондированию) фазовая манипуляция (где С=1 или С=-1) разностных сигналов (сигналов, поступающих с разностного выхода суммарно-разностного преобразователя антенны моноимпульсной РЛС). Здесь - комплексная огибающая разностного сигнала;

- образование сумм и разностей этих сигналов с суммарными сигналами (сигналами, поступающими с суммарного выхода суммарно-разностного преобразователя антенны моноимпульсной РЛС) и передача образуемых сумм в первый приемный канал РЛС, а разностей - во второй приемный канал двухканального приемного устройства. Здесь - комплексная огибающая суммарного сигнала;

- перенос сигналов, полученных в результате указанных сложения и вычитания, на промежуточную частоту соответственно в первом и втором приемных каналах, их усиление на промежуточной частоте, синхронное детектирование;

- аналого-цифровое преобразование вещественных и мнимых частей (квадратур) результирующих усиленных и продетектированных сигналов, их цифровое сжатие (в случае использования внутриимпульсной модуляции) в каждом интервале приема радиолокационных сигналов с образованием отсчетов вещественных , и мнимых , , частей (квадратур) оцифрованных сумм и разностей и сигналов. При этом моменты {t_m}, формирования указанных отсчетов на каждом интервале приема радиолокационных сигналов соответствуют формируемым каналам радиолокационного наблюдения по дальности;

- когерентное накопление в каждом (m-ом, ) канале дальности соответственно в первом и втором приемных каналах оцифрованных значений сумм:

, и разностей:

, сигналов, полученных в N соседних интервалах их приема с образованием подпачек и , и , указанных оцифрованных значений сумм и разностей. Здесь n - порядковый номер интервала приема радиолокационных сигналов (зондирования) в накапливаемой подпачке. Значения коэффициентов C_n, соответствуют регулярной фазовой манипуляции разностных сигналов (C_n=(-1)ⁿ или C_n=(-1)ⁿ⁺¹) в первом варианте предлагаемого изобретения и псевдослучайной фазовой манипуляции во втором варианте предлагаемого изобретения;

- время-частотное преобразование накопленных подпачек в каждом приемном канале и каждом канале дальности, включающее в себя оконное взвешивание этих подпачек и их быстрое преобразование Фурье (БПФ);

- формирование в каждом канале дальности оценок комплексных огибающих сигналов, соответствующих сигналам, поступающим с суммарного выхода антенны моноимпульсной РЛС путем суммирования , значений комплексных отсчетов , , образуемых в результате время-частотного преобразования соответственно подпачек и ;

- формирование в каждом канале дальности оценок комплексных огибающих сигналов, соответствующих сигналам, поступающим с разностного выхода антенны моноимпульсной РЛС путем нахождения разностей , значений комплексных отсчетов , , образуемых в результате время-частотного преобразования соответственно подпачек и ;

- вычисление моноимпульсных отношений и пеленгов, соответствующих сигналам, поступающим с суммарного и разностного выходов антенны моноимпульсной РЛС.

Содержание настоящего изобретения поясняется следующими схемами и диаграммами:

Фиг. 1 - Общая схема обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС согласно аналогу [1];

Фиг. 2 - Общая схема обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС согласно аналогу [2];

Фиг. 3 - Векторная диаграмма, иллюстрирующая процесс обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС в соответствии с аналогом [2];

Фиг. 4 - Общая схема обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС согласно прототипу;

Фиг. 5 - Пример устройства, схема обработки радиолокационных сигналов в котором соответствует первому варианту реализации способа, предлагаемого в настоящем изобретении;

Фиг. 6 - Примеры распределения откликов принимаемых радиолокационных сигналов, формируемых в результате использования предлагаемого способа обработки сигналов в частотной области, при регулярной череспериодной манипуляции сигналов, поступающих с разностного выхода антенны моноимпульсной РЛС.

Фиг. 7 - Пример устройства, схема обработки радиолокационных сигналов в котором соответствует второму варианту реализации способа, предлагаемого в настоящем изобретении;

Фиг. 8 - Примеры распределения откликов принимаемых радиолокационных сигналов, формируемых в результате использования предлагаемого способа обработки сигналов в частотной области, при псевдослучайной череспериодной манипуляции сигналов, поступающих с разностного выхода антенны моноимпульсной РЛС.

Достижение технического результата настоящего изобретения в первом варианте его реализации может быть получено, с использованием устройства, обработка радиолокационных сигналов в котором иллюстрируется фиг. 5. На фиг. 5:

1 - фазовращатель (ФВ);

2 - управляемый фазовращатель (УФВ);

3 - синфазно-противофазный мост (СПМ);

4, 5 - смесители (СМ);

6 - формирователь опорных частот (ФОЧ);

7, 8 - усилители промежуточной частоты (УПЧ);

9, 10 - синхронные детекторы (СД);

11, 12 - устройства аналого-цифрового преобразования и согласованной фильтрации (АЦПФ);

13, 14 - управляемые формирователи подпачек (УФП);

15 - устройство стробирования и синхронизации (УСС);

16 - формирователь регулярной последовательности (ФРП);

17, 18 - преобразователи время-частота (ПВЧ);

19 - вычислительно-управляющая система (ВУС).

В рамках предлагаемого способа обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС предполагается, что после суммарно-разностного преобразования принимаемых радиолокационных сигналов в антенне моноимпульсной РЛС с суммарного и разностного выходов этой антенны в обработку поступают суммарный и разностный сигналы, представленные соответственно их комплексными огибающими: и . В рассматриваемом примере реализации устройства, использующего предлагаемый способ обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС, аргументы α_s(t) и α_d(t) различаются между собой в условиях отсутствия помех и других каких-либо искажающих воздействий на величину 0° или 180° (т.е. эти сигналы синфазны или противофазны) в зависимости от знака угла отклонения линии визирования объекта радиолокационного наблюдения от равносигнального направления антенны моноимпульсной РЛС. Как указывается в источнике [2], данные соотношения фаз суммарного и разностного сигналов соответствуют случаю амплитудного пеленгования. Если антенной моноимпульсной РЛС осуществляется фазовое пеленгование, то требуемое соотношение фаз α_s(t) и α_d(t) достигается путем включения дополнительного фазовращателя в суммарный или разностный канал поступления сигналов. Последний вариант иллюстрируется включением в схему, приведенную на фиг. 5, фазовращателя (ФВ) 1, контур которого показан пунктирной линией. Включение фазовращателя 1 в канал поступления разностного сигнала в большинстве случаев является предпочтительным, так как при этом не вносятся дополнительные потери, ухудшающие возможности начального обнаружения лоцируемых объектов по уровню суммарного сигнала.

Представленный на фиг. 5 вариант устройства, реализующего обработку сигналов в моноимпульсной РЛС в соответствии с первым вариантом реализации предлагаемого способа, функционирует следующим образом.

1. С выхода фазовращателя 1 (при наличии такового) разностный сигнал поступает на первый вход управляемого фазовращателя (УФВ) 2, который осуществляет на каждом интервале приема радиолокационных сигналов (между зондированиями) поворот фазы разностного сигнала на величину +90° или -90° относительно фазы суммарного сигнала, что соответствует произведению , где С=1 или С=-1, в соответствии с управляющим сигналом, поступающим на второй вход управляемого фазовращателя 2 с выхода 3 формирователя регулярной последовательности (ФРП) 16 управляющих сигналов.

2. С выхода управляемого фазовращателя 2 сигнал , поступает на второй вход синфазно-противофазного 3 дБ СВЧ моста (СПМ) 3 на первый вход которого поступает суммарный сигнал с суммарного выхода антенны моноимпульсной РЛС. При этом на выходах синфазно-противофазного моста одновременно формируются сигналы, соответствующие сумме суммарного и разностного сигналов (на выходе 1 СПМ) и соответствующие разности суммарного и разностного сигналов (на выходе 2 СПМ).

3. Сигналы, соответствующие (с выхода 1 СПМ) и (с выхода 2 СПМ) в каждом интервале приема поступают на первые входы соответственно смесителей (СМ): 4 - первого приемного канала и 5 - второго приемного канала, на вторые входы которых поступает сигнал когерентного гетеродина с первого выхода высокостабильного формирователя опорных частот (ФОЧ) 6. Смесители 4 и 5 осуществляют перенос сигналов и на промежуточную частоту.

4. Выходные сигналы смесителей 4 и 5 поступают на первые входы усилителей промежуточной частоты (УПЧ) соответственно 7 и 8, на вторые входы которых поступают соответственно с выходов 2 и 3 вычислительно-управляющей системы (ВУС) 19 сигналы (или команды), обеспечивающие необходимую регулировку коэффициентов усиления УПЧ.

5. С выходов усилителей промежуточной частоты 7 и 8 усиленные сигналы поступают на первые входы синхронных детекторов (СД) соответственно 9 и 10, на вторые входы которых со второго выхода высокостабильного формирователя опорных частот 6 поступает высокостабильный опорный сигнал промежуточной частоты, обеспечивающий формирование на выходах 1 и 2 синхронных детекторов 9 и 10 видеосигналов, соответствующих:

- вещественной и мнимой частям (квадратурам) сигнала на выходах 1 и 2 СД 9;

- вещественной и мнимой частям (квадратурам) сигнала на выходах 1 и 2 СД 10;

6. Видеосигналы с выходов 1 и 2 синхронных детекторов 9 и 10 поступают на входы 1 и 2 соответствующих устройств 11 и 12 (АЦПФ) двухканального аналого-цифрового преобразования и согласованной фильтрации (сжатия) принимаемых сигналов. Эта фильтрация осуществляется при использовании в моноимпульсной РЛС зондирующих радиолокационных сигналов с внутриимпульсной модуляцией.

Сигналы, поступившие с выходов 1 и 2 синхронных детекторов 9 и 10 оцифровываются соответственно в АЦПФ 11 и 12 двухканальными аналого-цифровыми преобразователями на временных интервалах приема (располагающихся в промежутках между излучением зондирующих импульсов), соответствующих стробу приема, формируемому в соответствии с управляющими сигналами, поступающими на входы 4 АЦПФ 11 и 12 с выхода 1 устройства стробирования и синхронизации (УСС) 13, работа которого, в свою очередь, синхронизируется сигналами, поступающими на вход 1 УСС 13 с выхода 4 ФОЧ 6.

Аналого-цифровое преобразование квадратур (вещественной и мнимой частей сигналов) сигналов и на интервалах приема при каждом зондировании осуществляется под управлением сигнала, поступающего на входы 3 АЦПФ 11 и 12 с третьего выхода высокостабильного формирователя опорных частот (ФОЧ) 6, в моменты времени t_m, , отсчитываемые от момента излучения зондирующего сигнала моноимпульсной РЛС. Эти моменты времени соответствуют М формируемым каналам дальности строба дальности. Моменты начала и окончания аналого-цифрового преобразования на интервалах приема (когда соответственно m=1 и m=M) определяются сигналами, поступающими на входы 4 АЦПФ 11 и 12 с выхода 1 УСС 13.

Для случая использования радиолокационных сигналов с внутриимпульсной модуляцией , , где К - коэффициент сжатия сигнала. Далее, для упрощения последующего изложения предлагаемого способа, полагаем, что К=1.

7. Оцифрованные комплексные огибающие , , представленные значениями их вещественных и мнимых частей, поступают с первого и второго выходов АЦПФ 11 и 12 соответственно на первый и второй входы управляемых формирователей подпачек (УФП) 14 и 15.

В управляемых формирователях подпачек 14 и 15, работа которых синхронизируется сигналами, поступающими на их третий вход с выходов 2 и 3 устройства стробирования и синхронизации (УСС) 13, в каждом (m-ом, ) канале дальности осуществляется накопление соответственно значений и , получаемых в N соседних интервалах приема радиолокационных сигналов (в N зондированиях).

При этом формируются последовательности (подпачки) оцифрованных значений сигналов:

- в первом приемном канале:

- во втором приемном канале:

,

где:

n - порядковый номер интервала приема (зондирования) в подпачке ;

C_n - коэффициенты (C_n=(-1)ⁿ или C_n=(-1)ⁿ⁺¹), значения которых (+1 или -1) на n-ом интервале приема соответствуют управляющим сигналам, поступающим на второй вход управляемого фазовращателя 2 с третьего выхода формирователя регулярной последовательности (ФРП) 16.

Одновременно управляемыми формирователями подпачек 14 и 15, с использованием цифрового гетеродинирования формируются последовательности (подпачки) значений соответственно:

- в первом приемном канале:

- во втором приемном канале:

,

Значения коэффициентов C_n при этом поступают на входы 4 УФП 14 и 15 соответственно с выходов 1 и 2 ФРП 16.

При формировании накапливаемых подпачек значений и учитывается, что , .

Необходимо отметить, что с учетом ортогональности и выполняется:

,

.

Далее индекс канала дальности (m) для упрощения обозначений опускается.

Сформированные в каждом канале дальности подпачки , оцифрованных значений сигналов, обрабатываемых в первом приемном канале, с выхода УФП 14 поступают на вход цифрового преобразователя время-частота (ПВЧ) 17, а подпачки , оцифрованных значений сигналов, обрабатываемых во втором приемном канале, с выхода УФП 15 поступают на вход цифрового преобразователя время-частота 18.

В преобразователях время-частота 17 и 18 эти подпачки значений подвергаются оконному взвешиванию с использованием окон типа Хемминга, Кайзера и др., и затем быстрому преобразованию Фурье (БПФ). Число точек БПФ соответствует размеру (N) накопленных подпачек.

В результате каждому каналу дальности сопоставляется совокупность отсчетов (откликов на выходах цифровых фильтров, формируемых БПФ) в частотных областях, соответствующих:

- результатам преобразований время-частота подпачек значений , в первом приемном канале моноимпульсной РЛС:

, ;

- результатам преобразований время-частота подпачек значений , во втором приемном канале моноимпульсной РЛС:

, .

Здесь:

W_n, - коэффициенты используемого взвешивающего окна.

На фиг. 6а) и фиг. 6б) показаны примеры распределения в одном канале дальности абсолютных значений , , откликов, полученных для одной цели в частотных областях, сформированных БПФ, при наличии доплеровского сдвига несущей частоты принимаемых радиолокационных сигналов, равного -1500 Гц. Время накопления подпачек (из 128 отсчетов каждая) составляет 30 мс.

Максимальные по уровню отклики на фиг. 6а) и фиг. 6б) сформированы в первом приемном канале, сигналом, поступающим с суммарного выхода антенны моноимпульсной РЛС.

В частотной области , формируемой в результате время-частотного преобразования накопленной подпачки , отклики, соответствующие составляющим разностных сигналов, находятся в тех же частотных фильтрах, в которых находятся отклики, соответствующие составляющим суммарных сигналов, после время-частотного преобразования накопленной подпачки .

Распределение по частотным фильтрам откликов и , в частотных областях, сформированных ПВЧ 18 во 2-м приемном канале, повторяет распределение соответственно и по частотным фильтрам в 1-м приемном канале.

При выровненных амплитудно-фазовых характеристиках приемных каналов моноимпульсной РЛС:

- абсолютные значения откликов и равны абсолютным значениям соответствующих откликов и ;

- отклики, формируемые в фильтрах частотной области составляющими суммарных сигналов во 2-м приемном канале, являются синфазными с откликами, формируемыми составляющими этих же сигналов в тех же фильтрах частотной области в 1-м приемном канале;

- отклики, формируемые составляющими разностных сигналов в фильтрах указанных частотных областей в первом и втором приемных каналах, являются противофазными;

- отклики, формируемые в фильтрах частотной области составляющими разностных сигналов во 2-м приемном канале, являются противофазными по отношению к откликам, формируемым составляющими этих же сигналов в тех же фильтрах частотной области в 1-м приемном канале;

- отклики, формируемые составляющими суммарных сигналов в фильтрах указанных частотных областей в первом и втором приемных каналах, являются синфазными.

9. Результаты время-частотного преобразования оцифрованных сигналов в каждом канале дальности с выходов преобразователей время-частота 17 и 18 поступают соответственно на входы 1 и 2 вычислительно-управляющей системы (ВУС) 19.

Задачей, решаемой ВУС в плане обработки сигналов моноимпульсной РЛС, является вычисление моноимпульсного отношения, характеризующего величину и направление угла отклонения линии визирования цели от равносигнального направления антенны моноимпульсной РЛС в рассматриваемой плоскости пеленгования и, затем, пеленга наблюдаемой цели в этой плоскости.

Путем осуществления суммирования значений отсчетов и , , поступивших соответственно из преобразователей время-частота 17 и 18, ВУС 19 в каждом канале дальности формирует оценку комплексной огибающей суммарного сигнала в k-ом частотном фильтре:

,

.

Составляющие, соответствующие разностным сигналам в частотных областях и , вычитаются друг из друга.

Путем определения разности значений отсчетов и , , поступивших из время-частотных преобразователей 17 и 18, ВУС 19 в каждом канале дальности формирует оценку комплексной огибающей разностного сигнала в k-ом частотном фильтре:

,

.

Составляющие, соответствующие суммарным сигналам в частотных областях и , вычитаются друг из друга.

На фиг. 6в) и фиг. 6г) показаны примеры распределения в одном канале дальности абсолютных значений , , , полученных в результате указанных суммирования и вычитания элементов соответственно последовательностей , и , , сформированных применительно к условиям наблюдения одной цели, при указанном выше доплеровском сдвиге несущей частоты принимаемых радиолокационных сигналов, равном -1500 Гц. Время накопления подпачек (из 128 отсчетов каждая) составляет 30 мс.

Отношение , в котором и определяются в соответствии с предлагаемым способом обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС, отражает абсолютное