Электропривод с асинхронной машиной

Электропривод с асинхронной машиной

Иллюстрации

Показать все

Реферат

 

ОП ИСАНИЕ

ИЗОБРЕТЕН ИЯ

К ПАТЕНТУ

Союз Советских

Социалистических

Республик (11) 548220

1 ! (61) Дополнительный к патенту(22) Заявлено27.01.71 (21) 1619609/07

1466433/ (23) Приоритет10.06.70 (32) 22 04- 70

1 4. 08. 69

P 1941312.8 (31) P 201 9263.6 (33) ФРГ (51) И. Кл.

Н 02 P 5/40

Государственный комитет

Совета Министров СССР оо делам изобретений и открытий (43) Опубликовано25.02.77.Бюллетень № 7 (45) Дата опубликования описания 31.05.77 (53) УДК 621.313. .323 (088.8) Иностранец

Феликс Блашке (Австрия) (72) Автор изобретения

Иностранная фирма

"Сименс АГ" (ФРГ) (71) Заявитель (54) ЭЛЕКТРОПРИВОД С АСИНХРОННОЙ МАШИНОЙ задачи (1).

Изобретение относится к управляемым электроприводам переменного тока, в частности к электроприводу с асинхронной машиной, используемому в случаях, когда требуется независимое от скорости вращения раздельное регулирование величины поля и врашаюшего момента или реактивной и активной мошност ей.

Известны электроприводы с асинхронными машинами, содержашие формирователи гармо- 1р нических функций и блоки преобразования, предназначенные для решения аналогичной

Эти электроприводы имеют низкое качест-1 во переходных процессов из-за взаимной связи каналов регулирования, момента и поля.

Наиболее близки к изобретению по технической сущности и достигаемому результату электроприводы с асинхронными машинами, пп содержашие измерители тока статора, блок прямого преобразования, подключенный к формирователю гармонических функций (27, В этих электроприводах регулировочные характеристики зависят от параметров цепи 25 ротора, и они имеют невысокие динамические свойства.

Цель изобретения — улучшение регулировочных характеристик привода как в статических, так и в динамических режимах работы.

Для этого предлагаемый электропривод снабжен измерителями ортогональных составляюших магнитного потока в воздушном зазоре машины, например датчиками ЭДС Холла, выходы которых через первую пару сумматоров подключены к формирователю гармонических функций, выход которого подключен к блоку обратного преобразования, соединенному через два регулятора и вторую пару сумматоров со входами блока прямого преобразования, причем измерители токов подключены к блоку обратного преобразования и через масштабные усилители к первой паре сум. маторов.

Электропривод снабжен определителем угловой скорости врашения магнитного потока, входы которого подключены к формироваT8JIK) гармонических функций, а выходы — к. -1482 20 первым вхэдам двух блэкэв умножения, втэрые входы кэтэрых сэединены с выходами блэка эбратнэгэ преэбразэвания, а выхэдысо входами втэрэй пары сумматоров.

Для упрощения электропривода формирователь гармонических функций снабжен двумя усилителями, охваченными контурами отрица» тельной обратной связи с блоками умножения, выходы этих усилителей подключены к масш- 10 табным усилителям и через блоки возведе ния в квадрат и сумматор к регулятору, например, интегрального типа, выход которого соединен с упомянутыми блоками умножен"я причем к сумматору подключен источник пос- 15 тоянного напряжения. Согласно другой реализации изобретения каждый из блоков прямого и обратного преобразования снабжен двумя сумматорами, подсоединенными к выходам четырех блоков умножения, входы кото- 0 рых попарно объединены.

Для улучшения регулировоччых свойств формирователь гармонических функций выполнен в виде фильтра, снабженного регулируемым двухфазным генератором синусоидальных 5 напряжений, выходы которого подключены ко входам блока преобразования, а вход подключен через первый пропорционально-интегральный регулятор к выходу делительного устройства, вход делимого которого подсоединен непосредственно к одному выходу блока преобразования, а вход делителя через диод соединен с другим выходом, к которому подключены также последовательно соединенные и охваченные контуром отрицательной обратной свя- 55 зи второй пропорционально-интегральный усилитель и интегратор.

На фиг. 1 дана векторная диаграмма токов статора трехфазной асинхронной машины; на фиг. 2 — схема электропривода синх40 ронной машиной с ориентацией по полю и с регулированием тока в осях статора; нафиг.3схема электропривода с ориентацией по полю и с регулированием тока в осях поля; на фиг. 4 — схема анализатора вектора; на фиг. 5—

45 схема блока преобразования составляющих; на фиг, 6 — схема блока преобразования двухфазной системы в трехфазную; на фиг. 7— схема блока преобразования трехфазной системы в двухфазную; на фиг. 8 — схема устройства компенсации; на фиг. 9 — принципиальная схема устройства компенсации; на фиг.10схема определителя угловои скорости; на фиг. 1 1 — схема электропривода с ориентацией тока статора по полю и с регулированием этого тока в полярных координатах статора; на фиг. 12 — векторная диаграмма для составляющих поля; на фиг. 13 — схема фильтра; на фиг. 14 — принципиальная схема фильтра.

На фиг. 1 дана векторная диаграмма для трехфазной асинхронной машины, где состав ляюшие вектора тока 3 статора, вращающегося с угловой скоростью dg/Jt = f6 относительно статора обозначены буквами

3 Js, 3, Вектор тока статора может быть описан и в системе прямоугольных координат, также отнесенной к статору с осями Р и 3 с исходной точкой на оси вращения машины.

В этой отнесенной к статору системе коо одинат составляющие вектора тока статора обозначены через 3„ и 3 .Обозначенная чеt рез 1" ось системы прямоугольных координат должна совпадать с направлением оси обмотки фазы R . Вектор тока 3 статора можно описать еше и в прямоугольной системе координат с исходной точкой также на оси вращения машины, ось f которой в любой момент времени совпадает с осью вращающегося поля и поэтому перемешается относительно неподвижной системы координат на угол 1 с угловой скоростью оси вращающегося поляд /dt = Я . В этой системе координат описывающими вектор тока статора составляющими будут величины 3 и 3,, причем 3> расположена постоянно параллельно, а 3 „ постоянно перпендикулярно к оси врашаюшегося поля. При установ вшемся рабочем состоянии асинхронной машины состав ляюшие Э,1, и 3 представляют собой всег да постоянные величины, причем 3 соответствует реактивному току машины, т.е. образующей поле части тока статора, а 3 активному току, т.е. активной части тока статора,. образующей момент. Вектор тока J статора можно описать в отнесенной к оси поля системе координат также и посредством полярных координат, т.е. его величиной и угловым положением относительно оси которое соответствует разности углов и ф ° На фиг. 1 нанесены также отнесенные к статору ортогональные составляющие поля V и 3, а также направленный

ЗсР по оси f йоля нормированный вектор е с его составляющими COSQ и S Ч в отнесенной к статору системе координат Р, 3.

На фиг. 2 приняты следующие обозначения узлов электропривода; 1 — асинхронная машина; 2 — преобразователь энергии для питания машины 1; 3 — преобразователь энергии для питания машины 1; два датчика

Холла или два других чувствительных к маг нитному полю датчика, располагаемых по око ружности якоря со сдвигом на 90 (элект рических) относительно друг друга; 4 — пара сумматоров; 5 - формирователь гармонических функций; 6 — блок преобразования координат (прямого преобразования); 7 — и мерители токов статора; 8 — преобразователь

548220 трехфазной системы токов в двухфазную; 9регуляторы тока (пропорциональные); 10— преобразователь двухфазной системы сигналов в трехфазную; 11, 12 — входные клеммы блока 5; 13, 14 — выходные клеммы блока 5; 15-18 - входные клеммы блока 6;

19, 20 — выходные клеммы блока 6; 21 масштабные усилители; 22 - регулятор скорости (интегро-пропорциональный) .

В электроприводе (фиг. 3) применены ре- 10 гуляторы 23 тока статора в осях, связанных с вращающимся полем. Поэтому эти регуляторы могут быть выполнены как регуляторы постоянного тока.

На фиг. 3 блоки, отличные от блоков фиг.2, 1б имеют следующие цифровые обозначения:

24 — пара блоков умножения, подключенная через пару сумматоров 25 ко входам блока

6 прямого преобразования;

26 — блок преобразования координат (блок 20 обратного преобразования);

27 -, определитель угловой скорости поляЦ>

28 и 29 — пара блоков умножения и пара сумматоров, которые используются в варианте электропривода без блоков 24 и суммато- 25 . ров 25.

Формирователь 5 гармонических функций (фиг. 4) выполнен в виде анализатора вектора, состоящего из дифференциальных усилителей 30, масштабных усилителей 31, пары Зн блоков 32 умножения, используемых в контурах обратной связи усилителей 30, пары блоков 33 умножения, используемых для получения квадратов величин, элемента сравнения на основе дифференциального сумматора

34, пропорционально-интегрального усилит ля 35 с ограничителем 36 выхода, выходной клеммы 37 анализатора вектора.

Блок преобразования составляющих (фиг. 5 ) может быть использован как блок 6 прямого 4 преобразования и как блок 26 обратного преобразования. Блок преобразования содержит дифференциальные усилители 38, 39 и блоки

40-43 умножения.

Входы 15 и 16 являются входами гармо нических функций, характеризующих положе.ние одной системы координат относительно другой. Входы 17 и 18 — входы подлежащих преобразованию составляющих вектора, а клеммы 19 и 20 - выходы блока преобра50 зования, на которых появляются преобразованные составляющие.

На фиг. 6 показан блок 10 преобразования двухфазной системы, например, сигналов и U в трехфазную систему сигналов

Г

U„Us .Блок 10 преобразования состоит из трехдифференциальных усилителей 44, 45 и 46.

Блок 8 (фиг. 7) преобразования трехфазной щ системы, например, сигналов U S u U в двухфазную систему сигналов U è U состоит из двух дифференциальных усилителей 47 и 48.

Устройство компенсации запаздывания прохождения сигналов в приводе (фиг. 8) содержит пару сумматоров 25 (см. фиг. 3), звено 49 запаздывания первого порядка, звено

50 обратной связи и корректирующее звено

51, На фиг. 9 показана принципиальная схема устройства компенсации, где 24 — блоки умножения (см. фиг, 3).

Определитель 27 угловой скорости 9 (фиг. 10) вращения поля состоит из дифференцирующих усилителей 52, блоков 53 умножения и дифференциального усилителя 54.

На фиг. 11 показан вариант привода, в котором преобразователь 2 энергии выполнен в виде двух блоков: управляемого выпрямителя 55 и инвертора 56.

Этот привод содержит измеритель 57 тока, регулятор 58 тока, анализатор 59 вектора (см. фиг. 4), блок 60 управления инвертором, фазокорректируюший блок 61, сумматоры 62, входные клеммы 63, 64 и выходные клеммы 65-70 блока 60.

На фиг. 12 показана векторная диаграмма для,составляющих поля. На этой фигуре вектор Y характеризующий истинный вектор поля, показан с фазным углом Е в системе неподвижных прямоугольных координат с осями Г и причем Y u Y. «состав7 ляюшие эти векторы по этим осям.

Фильтр (фиг. 13), используемый в каче стве формирователя 5 гармонических функций, состоит из преобразователя 71 составляющих (см. фиг. 5), диода 72, делительного устройства 73, пропорционального интегрального усилителя 74, управляемого генератора 75 двухфазного напряжения, пропорционально-интегральный усилитель 76, интегратора 77.

На фиг. 14 дана принципиальная схема фильтра, на которой преобразователь 71 показан с теми цифровыми обозначениями, какие приняты на фиг. 5. Масштабный усилитель

78 включен в контур обратной связи интеграторов 76 и 77. Делительное устройство73 представлено в виде суммирующего усилителя 79, охваченного контуром обратной связи с блоком 80 умножения, один вход которого подключен к диоду 72.

Контакты переключателя 81 и 82 могут принять положение, показанное штриховой линией. В этом случае в работе фильтра будет участвовать суммирующий усилитель 83, один из входов которого подключен к выходу устройства 73 через пару встречно-последовательно включенных диодов 84 зенера. Сум548220

7 мирующий усилитель 83 имеет дополнительный вход 85.

Рассмотрим сначала работу отдельных узлов приводов (фиг. 2, 3 и 11).

На фиг. 4 показан анализатор вектора, который может быть использован в качестве формирователя 5 гармонических функций sin g и cîS9 являющихся нормированными (с амплитудой, равной 1 ) составляющими поля асинхронной машины 1. Две ортогональные состав- р ляюшие напряжения У и V. вектора вращаюР i шегося поля поступают на входные клеммы

11 и 12, охваченные отрицательной обратной связью через блоки умножения 32 усилителей 30. Выходные напряжения усилителей30 И возводятся в квадрат в еше двух блоках 33 умножения и сравниваются на входе сумматора 34 с отрицательным напряжением Й2

Выходное напряжение сумматора 34 поступает на вход интегратора 35, выходное напря- И жение которого, ограниченное односторонне нулем посредством ограничителя 36, дейст вует на оба других входа блоков 32 умножения. Если выходное напряжение усилителя

35 обозначить буквой А, то вследствие дей- И ствия отрицательной обратной связи блоков умножения 32 на выходе усилителей 30 появятся напряжение Yr/A. Усилитель 35 богн ше не изменяет свое выходное напряжение тогда, когда его входное напряжеяие равно ЗО

1 2 2 нулю, т.е. А = — . -+ : г j

Поэтому на выходной клемме 37 анализатора вектора возникает напряжение, которое про- Щ порционально величине вектора, образованного из составляющих напряжений У„и V1

Если выходные напряжения усилителей 30 подаются в два охваченных отрицательной обратной связью инверсных усилителя 31, сопротивления отрицательной обратной связи которых относятся к их входным сопротивлениям как 1: К, то на клеммах 13 и

14 возникнут составляющие COSQ и $in9 нормированного вектора, который обращен постоянно в направлении вектора поля.

На фиг. 13 и 14 показан другой вариант исполнения формирователя 5 гармонических функций Вп Ф и Собф применение которого оправдано тем, что истинные составляю- 50 шие поля,, и V> содержат высшие гармоники, которые желательно отфильтрОвывать для получения высоких показателей качества регулирования элэктропривода, Векторная диаграмма (фиг. 12) поясняет,. 55 каким образом может быть представлен иотинный вектор поля Y в случае наличия высших гармоник в его, составляющих К„и, Пусть составляющие содержат кроме основного колебания еще и высшую гармонику, g) то можно представить вектор так, как будто вектор У составляется из вектора основ ной гармоники V и обращающегося вокруг его вершины вектора высшей гармоники .

Если фазный угол основного вектора V обозначить 8, то разностный угол между фазным углом 5 вектора V и фазным углом

8 . вектора ф „будет периодически изменяться между величинами +6„цхх и -3мах так мах что его средняя величина во времени будет равна нулю. Иначе можно сказать, что всякий вектор А с фазным углом ii, угловая разность фазы с - которого относительно фазного угла заданного вектора 1 в среднем уничтожается, будет всегда обращен в направлении вектора основной гармоники; йричем сказанное справедливо независимо от в личины и угловой скорости заданного вектора V также как и от величины и угловой скорости вектора ) о, т.е. порядкового числа данной высшей гармоники, и действительно также при одновременном, наличии нескольких высших гармоник.

В связи со сказанным формирователь функций $1nf и ccsg (фиг. 13, 14) выполнен в виде фильтра, содержащего двухфазный г нератор 75, на вход которого поступает сигнал,,воспринимаемый генератором как сигнал. угловой скорости поля ; при этом на выходах генератора формируются функции эоф и ÎÎÜ9.

Гармонические функции Sing u cosy на выходе генератора, играющие роль нормированных желаемых составляющих поля, поступают на входы 15 и 16 преобразователя 71, на входы 17 и 18 которого поступают истинные составляющие поля Y a V которые

r 4 ) необходимо отфильтровывать от высших гармоник. Таким образом, преобразователь 71 выполняет роль сравнивающего елементадвух векторов: истинного вектора поля и нормированного желаемого вектора поля. На выходных клеммах 19 и 20 преобразователя 71 получаются два напряжения, пропорциональ ные величине Ч 1 входного вектора и cuicy и косинусу угла с -9 . Когда выходные клеммы 19 и 20 преобразователя 71 соединены со входами делимого и делителя устройства 7.3 соответственно, то на выходе последнего получается напряжение, про.порциональное тангенсу разности угла с-Ф.

При этом диод 72, включенный между клеммщЪ 20 и входом делитепя устройства 73 делает выходную характеристику устройства

73 на требуемом интервале углов, однозначНо совпадающей по знаку с функцией синуса угла 8-q

При работе устройств (фиг. 13 и фиг. 14) входная величина усилителя 74 колеблется, проходя периодически через нуль, между ве548220

9 личинами+Я8„,„„,для выходной величины усилителя 74 получается соответствующее колебание, которое можно демпфировать до любой степени путем выбора для него достаточно малого пропорционального усиления и достаточ- > но большой постоянной времени интегрирования. Демпфирование вызываемых высшими гармониками колебаний получается благодаря тому, что между входной величиной двухфазного генератора 75 и величиной фазного ут ц} ла 9 определяемого его выходными напряжениями, существует интегральная связь. Поэтому описываемый выходными напряжениями на клеммах 13 и 14 вектор будет теперь только незначительно колебаться по фазе от- 35 носительно положения вектора Vy основной гармоники, так что описываемый напряжениями на клеммах 13 и 14 эталонный вектор будет практически направлен в направлении вектора Vg основной гармоники. В установив- ® шемся состоянии возникающее на клемме 20 напряжение У ОоЬ(б-9)представляет собой проекцию входного вектора ) на вектор основной гармоники Vp величина которой периодически колеблется. 25

Напряжение на клемме 20 может сглаживаться достаточно сильно посредством звена второго порядка, состоящего из пропорционального-интегрального (ПИ ) усилителя 76 ЗО и интегратора 77, выход которого через контур обратной связи с усилителем 78 подключен ко входу ПИ усилителя 76. В результате на выходной клемме 37 (фиг, 4) имеем сигнал, соответствующий величине векторами

При выборе параметров звеньев 75 и

76, 77 необходимо стремиться получить одинаковые динамические характеристики этих звеньев.

Из описания работы устройства (фиг. 13 4) и 14) следует, что выходные напряжения генератора 75 на клеммах 13 и 14 могут быть использованы в качестве требуемых для привода гармонических функций фпф и

Со$ — нормированных составляющих потс - ка.

На фиг. 14 дополнительно к фиг. 13 показана цепь из диодов 84 и усилителя 83, которые включаются в работу устройства при изменении положений переключателей 81 и И

82.

Указанная цепь предназначена для бысч рой перенастройки фазного угла напряжений на выходе генератора 75 и позволяет выходным напряжения и генератора следить за входными сигналами Y„è V в случаях резкого изменения их фазы. Такой вариант использования фильтра по фиг. 14 рекомен дуется применять в приводах фиг. 11.

В случае, когда имеется сигнал. пропор- 60

10 циональный, например, скорости ротора асинхронной машины 1, для ускорения компенсации возмущающих воздействий этот сигнал подают на вход генератора 75 через вход

85 усилителя 83 °

На фиг. 5 показан блок преобразования составляющих, который в зависимости от его включения в схему привода может выполнять функции и прямого и обратного преобразования, а так же функцию сравнения двух векторов, представленных в виде составляющих.

Во всех случаях на входные клеммы 15 и 16 блока преобразования (фиг. 2, блок 6; фиг. 3, блок 26; фиг. 13, блок 71) поступают гармонические функций 5 ф и ООЬф

) играющие роль нормированных множителей для блоков 4-0-43 умножения. На других входных клеммах 17 и 18 поступают составляющие вектора, подлежащего прямому или обратному преобразованию, или сравнению с нормированным вектором. Выходные сигналы образуются в виде двух составляющих преобразованного вектора на выходных клеммах

19 и 20, При прямом преобразовании на входы 17 и 18 поступают составляющие вектора тока статора, отнесенные к осям поля и представляющие собой сигналы постоянного тока (напряжения) ) „и 3 (фиг. 1). В этом случае на клеммах 19 и 20 имеются составляющие тока статора „и ь,отнесенные к осям статора.

При обратном преобразовании на клеммы

17 и 18 поступают составляющие тока статора,, и З,отнесенные к осям статора, а на выходных клеммах имеются составляющие тока статора, отнесенные к осям поля, например 3 и 3>.

Oб использовании преобразователя(фиг. 5 ) в качестве сравнивающего элемента двухвекторов уже говорилось при рассмотрении работы фильтра (фиг. 13 и 14).

Аналитическое описание работы блока преобразования составляющих для любого использования может быть получено из формул, составленных с помощью векторной диаграммы (фиг. 1):

I = j /cosg+1 Ф, 1=I„t(%+1„/с а9. фиг. 6 показывает построение преобразователя 10 для преобразования двух ортогональ ных составляющих напряжений вектора в соответственные, т.е. описывающие этот же самый вектор составляющие напряжения в- трехфазной системе. Схема состоит из трех усили548220

12 телей, в которые подаются составляющие напряжения U и U . Как и на фиг. 1, ось составляющей V должна совпадать с осью составляющей U трехфазной системы. Это преобразование происходит по известному правилу за счет выбора величин сопротивлений суммирующих усилителей 44-46.

На фиг. 7 дана схема преобразования трехфазной системы составляющих U„, U u в двухфазную, ортогональную систему 0

Т составляющих посредством двух суммирующих усилителей 47 и 48.

Фиг. 8 и 9 служат для более подробного пояснения фазосмешаюшего действия запаздываюших звеньев и его компенсирова- g ния. Пусть, например, звено 49 запаздывания первого порядка расположено в цепи статора в любом месте между регулирующими входами для тока статора и самим током статора и представлено в виде интегратора с р) отрицательной обратной связью. Константа времени запаздывания этого звена 49 отве чает времени Т и характеризует, например, константу времени поля расстояния машины.

Но запаздываюшее звено может быть и дру- 25 гого рода, например, иногда требующееся для сглаживания действительных составляющих тока статора.

Рассмотрим сначала только очерченную сплошной линией часть запаздывающего зве- 30 на 49 в системе координат статора. Отношение между входным вектором Е и выходным вектором А, которые представлены символически двумя линиями прохождения сигналов для описывающих эти векторы составляющих, 5 будет здесь выражено векторным уравнением

E-A=T dt

Решение этого уравнения показывает, что из-40 менение входного вектора Е на разностный вектор Ь Е сопровождается изменением выходного вектора А на разностиый вектор ЬД который направлен точно по вектору д E и изменяется по величине с константой времени запаздывания Т на разностный вектор 4 Е, Таким образом, выходной вектор следует каждому изменению входного вектора Е точно в фазе.

Если же рассматривать запаздываюшее 50 звено 49 в системе координат поля, причем угловая скорость поля равна Ф то между входной величиной EY и выходной AV получается следующее дифференциальное уравнение: 55

B AV

Ev- Ач — 3<7Av=T

3 б

На схеме (фиг. 8) это выражается в том, что возникает дополнительно еше фиктивное 60 звено 50 отрицательной обратной связи 50, вследствие чего выход AV больше не следует за входом Е точно в фазе, а кроме того получается и ошибка в величине. Это влияние можно компенсировать применением корректирующего звена 51 с действием, обратным действию звена 50. Это корректирующее звено 51 должно поэтому вызывать растяжение с поворотом входного вектора в зависимости от выходного вектора, угловой скорости оси вращающегося поля и константы времени Т.

Так как действие звеньев 50 и 51 взаимно уничтожается, то соблюдается строгое соотношение между входным и выходным векторами E+ и AQ. Таким образом, изменение одной составляющей вектора Е9 например Ел в направлении, перпендикулярном полю, сопровождается изменением выходного вектора А в том же направлении.

На фиг. 9 подробно .представлено устройство компенсации.

Запаздываюшее звено 49 схемы фиг. 8 находится на фиг. 9 справа от линии 1-И и состоит из конденсаторов и резисторов с величинами С и 2К„такими, что его константа времени Т = R С„. В каждой цепи прохождения сигналов Е, и Е помещено по суммирующегому усилителю из пары сумматоров 25 с входными напряжениями Е и Е ° л а

Е„и Е> составляющие напряжения вектора, причем они перпендикулярны друг другу и направление составляющей Е смещено о 2 на 90 от направления составляющей Е в

z направлении вращения поля. То же самое относится к направлениям выходных составляющих А„и А . Выходная величина А связана а со входом одного из блоков 24 умножения, выход которого связан с вычитающим входом одного из суммирующих усилителей 25, а выходная величина Ал подается на другой из блоков 24 умножения и действует как слагаемое на входе одного из сумматоров25, Так как связанные с выходами блоков 24 входные сопротивления сумматоров 25 относятся к их сопротивлениям отрицательной обратной связи как 1 : Т, то при подаче сигнала, пропорционального угловой скорости поля, на объединенные входы блоков 24 умножения происходит растяжение с поворотом входного вектора Ер, определяемого составляющими Е„и Е . При этом растяжение зависит от величины выходного вектора, угловой скорости оси вращающегося поля 9 и константы времени запаздывающего звена Т.

Нужно еше заметить, что компенсацию корректирующим звеном 51 можно в принципе производить в любой точке вдоль пути прохождения сигналов Е„и Е,более наглядно

548220 это будет пояснено при рассмотрении работы привода по фиг. 3.

На фиг. 10 дана схема определителя 27 угловой скорости оси вращающегося поля. На

его входные клеммы поступают две нормированные ортогональные составляющие поля.

Эти входные клеммы связаны с двумя дифференцируюшими усилителями 52 и расположенными последовательно за ними блоками

53 умножения, выходные напряжения кото- щ рых сравниваются в суммирующем усилителе 54, В результате дифференцирующего действия на выходах дифференцируюших усилитьлей 52 имеются напряжения — 9 si и ф и Ч со а

1 в итоге на выходной клемме получается на- И пряжение 9, соответствующее угловой скорости вращающегося поля ротора.

Рассмотрим теперь работу электроприводов по фиг. 2, фиг. 3 и фиг. 11.

Для всех этих приводов характерно ориф ентирование сигналов 3 „ и 3 относительно оси поля машины 1. Сигналы Э,„и ф Эф можно рассматривать в качестве входных сигналов сигналов задания) для собственного привода, предназначенного для регулирования величины вращающего момента и величины поля

На фиг. 11 такой собственно привод с регулируемым моментом показан, а на фиг. 2 и фиг, 3 такой привод получается, если не рассматривать регулятор 22 скорости. ф

Для того, чтобы сигнал 3® определял

4 вращающий момент привода, а сигнал J магнитный поток машины 1, в приводах. по упомянутым фигурам измеряются составляющие поля в воздушном зазоре машины 1 с помощью датчиков 3 поля, например датчиков

Холла.

Сигналы с датчиков 3, представляющие собой двухфазную систему сигналов, сумми- 40 руются с помощью первой пары сумматоров

4 с дополнительными сигналами. Эти сигналы получаются путем умножения в усилителях 21 двухфазных сигналов, соотвстствун щих истинным токам статора, полученным д путем измерения и преобразования трехфазных токов статора с помощью измерителя 7 и преобразователя 8, на постоянные масштабные коэффициенты величина каждого из которых определяется отношением индуктив- 50 ности рассеяния ротора к основной индуктивности асинхронной машины 1. На выходах сумматоров 4 имеем двухфазную систему сигналов g è V которые являются составляющими вектора полного потокосцепль- 55 ния ротора. Ориентация по потокосцеплению ротора представляется более удобной для высокоточного, динамического электропривода, чем ориентация по составляющим поля в воздушном зазоре. 60

14

Составляющие поля ротора V и g поР ступают на входные клеммы 11 и 12 формирователя 5 гармонических функций, в качеств ве которого могут быть использованы либо анализатор вектора по фиг. 4, либо фильтр по фиг. 14.

На выходе формирователя 5 формируется нормированный вектор поля3 =Е" Р, составляющие которого являются гармоническими функциями 51п и Со9ф . указанные функции используются в блоках 6 и 26 преобразования, при этом блок 6 осуществляет прямое преобразование сигналов Э и 3, а блок 26 — обратное.

В приводе по фиг. 2 сигналы на выходах 19 и 20 блока 6 являются сигналами задания составляющих тока статора в осях статора (неподвижных относительно статора осях Г и ) и поступают на входы регуляторов 9 фазных токов статора, на входы которых поступают также сигналы об истинных токах статора с преобразователя 8.

Таким образом, в приводе по фиг. 2 регулирования тока статора производится в осях статора с помощью регуляторов 9 переменного тока, что не всегда обеспечивает требуемый диапазон регулируемых частот. В приводе по фиг. 3 с целью использования регуляторов 23 постоянного тока, которые в общем случае лучше регуляторов переменного тока, применен блок 26 обратного преобразования составляющих. На клеммах 17 и

18 этого блока поступают сигналы Э„и 3 соответствующие инстинным значениям составляющих тока статора в осях статора. Полученные на выходных клеммах 19 и 20 истинные составляющие тока статора 3 и 3 в осях поля используются в качестве сигналов обратной связи по составляющим тока статора, на входах регуляторов 23, на входы которых поступают также задаваемые составляющие тока статора 3» и ) f . Выходные сигналы регуляторов 23, пройдя через пару сумматоров 25, поступают на входы блока 6 прямого преобразования, выходные сигналы которого после преобразования в преобразователе 10 выполняют роль управляющих сигналов преобразователя 2 энергии.

В отличие от электропривода по фиг. 2 на фиг. 3 показаны устройства, предназначенные для компенсации запаздывания сигналов в контуре регулирования тока статора, а именно блоки 24 умножения, сумматоры 25 и определитель 27 угловой скорости поля (фиг. 9) .

Согласно фиг. 3 сигналы компенсации запаздывания поступают на входы блока 6 прямого преобразования с выходов сумматоров

25. Однако, в другом варианте сигналы компенсации могут быть сформированы в виде

548220

16 сигналов переменного тока с помощью блоков 28 умножения и сумматоров 29.

Электропривод по фиг. 11 отличается от приводов фиг. 2 и фиг. 3 тем, что в нем применен преобразователь 2 энергии со звеном постоянного тока, т.е. преобразователь содержит управляемый выпрямитель 55 и инвертор 56. При такой схеме преобразователя 2 можно раздельно регулировать величи- ® ну и фазу вектора тока статора. Величина тока статора может регулироваться путем формирования величины постоянного тока на выходе выпрямителя 55, а фаза тока путем выбора момента времени включения вентилей инвертора 56.

Как и в выше описанных приводах на выходе блока 6 прямого преобразования получается двухфазная система из составляющих

% М тока статора J и 3„,которая затем с по- < мощью анализатора 59вектора (фиг.4) превращается в двухфазную систему нормированных составляюших тока статора в осях статора, т.е. на клеммах 13 и 14 блока 59 получаются гармонические функции si n P u

005 р На выходной клемме 37 анализатора

9 формируется сигнал, пропорциональный

;-ребуемой величине тока статора () Этот ..игнал поступает на вход регулятора 58, -де сравнивается с сигналом, поступаюшим от измерителя 57 тока, установленного в цепи тока питания инвертора 56. Благодаря описанной обратной связи ток, питаюший инвертор 56, всегда соответствует требуемой величине тока czazopa P)", 35

B блоке 60 управления инвертором из составляюших вектора тока статора 5а Р

М и со& р выраоатываются импульсы для управления вентилями инвертора, обеспечиваюшие шесть дискретных угловых положений щ истинного вектора тока статора за один оборот этого вектора.

Для дополнительного регулирования фазы вектора тока статора предусмотрен фазокорректируюший блок 61. Входы этого блока ц подключены к измерителям 7 токов, к выходам анализатора 59 и к определителю скорости поля < (на фиг. 11 определитель скорости поля не показан), à его выходы через сумматоры 62 подключены ко входам блока 50

60 управления инвертором.

Фазокорректируюший блок 61 определяет отклонение фазы вектора тока статора от предписанных шести дискретных угловых величин и формирует соответствующие импуль- М сы управления инвертором для устранения указанного отклонения, В приводе по фиг. 11 регулирование тока статора ведется с представлением этого тока в полярных координатах. 60

Для всех приводов (фиг. 2, 3 и 11) характерна ориентация сигналов J и ) по

% полю ротора машины 1. Если приводы с регулируемым моментом и полем предназначены для регулирования числа оборотов нагрузки, то контур регулирования момента будет подчиненным контуром регулирования по о ношению к контуру регулирования скорости.

На фиг. 2 и фиг. 3 показаны регуляторы

22 скорости, на входах которых сравниваются сигналы задания скорости П и сигнал ф истинной скорости Yl . Выходная величина регулятора 22 определяет составляюшую тока статора +, z определяюшую величину вра«

Ф шаюшего момента привода. Сигнал Э- форЬ мируется в этом случае от независимого источника, который на фигурах не показан, и определяет величину потокосцепления ротора.

Электропривод согласно изобретению имеет высокие регулировочные характеристики, независяшие от параметров роторной цепи в случае применения короткозамкнутой асинхронной машины, обладает высокими показат лями качества регулирования и потому может конкурировать с электроприводом постоянного тока в обшеизвестных областях применения электропривода. Однако основное применение предлагаемого электропривода связано с преимуществами бесколлекторной машины переменного тока, каковой является асинхронная машина.

Формул а изобретения

1. Электропривод с асинхронной машино„ содержаший измерители тока статора, блок прямого преобразования, подключенный к формирователю гармонических функций, о т л и ч а ю ш и и с я тем, что, с целью улучшения регулировочных характеристик, электропривод снабжен измерителями ортогональных составляющих магнитного потока в воздушном зазоре машины, например датчиками ЭДС Холла, выходы которых через первую пару сумматоров подключены к формирователю гармонических функций, выход которого подключен к блоку обратного преобразования, соединенному через два регулятора и вторую пару сумматоров со входами блока прямого преобразования, причем измерители токов подключены к блоку обратного преобразования, соединенному через два регулятора и вторую пару сумматоров со входами блока прямого преобразования, причем измерители токов подключены к блоку обратного преобразования и через масштабные усилители к первой паре сумматоров.

2. Электропривод по п, 1, о т л и— ч а ю ш и и с я тем, что, с целью улучше-. ния регулировочных характеристик, электр548220

18 привод снабжен определителем угловой скорости вращения магнитного потока, входы которого подключены к формирователю гармонических функций, а выходы - к первым входам двух блоков умножения, вторые вхо- 5 ды которых соединены с выходами блока обратного преобразования, а выходы — со входами второй пары сумматоров.

3. Электропривод по и. 1, о т л и - 10 ч а ю шийся тем, что, с целью его упрощения, формирователь гармонических функций снабжен двумя усилителями, охваченными контурами отрицательной обратной связи с блоками умножения, выходы этих усилит И лей подключены к масштабным усилителям и через блоки возведения в квадрат и сумматор к регулятору, например, интегрального типа, выход которого соединен с упомянутыми блоками умножения, причем к сумматору подключен источник постоянного напряжения.

4. Электропривод по и. 1, о т л и— ч а ю шийся тем, что, с целью его уп- 5 рощения, каждь|й из блоков прямого и обратного преобразования снабжен двумя сумматорами, подсоединенными к выходам четырех блоков умножения, входы которых попарно объединены. 30

5. Электропривод по пп. 1, 2, 4, о т— л и ч а ю шийся тем, что, с целью улучшения регулировочных свойств, формирователь гармонических функций выполнен в виде фильтра, снабженного регулируемым двухфазным генератором