Способ выполнения основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования и устройство для его поддержки в системе беспроводной связи

Способ выполнения основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования и устройство для его поддержки в системе беспроводной связи

Иллюстрации

Показать все

Реферат

ОБЛАСТЬ ТЕХНИКИ, К КОТОРОЙ ОТНОСИТСЯ ИЗОБРЕТЕНИЕ

Настоящее изобретение относится к способу выполнения основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования, а более конкретно к способу выполнения основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования и устройству для его поддержки в системе беспроводной связи.

УРОВЕНЬ ТЕХНИКИ

С ростом использования и популярности различных мультимедийных услуг и широкого использования услуг связи быстро возрастает потребность в беспроводных услугах. Для того чтобы обеспечить изменяющиеся потребности, важно увеличить пропускную способность системы связи. Один из способов для увеличения пропускной способности включает в себя нахождение новой имеющейся в распоряжении полосы частот и улучшение эффективности существующих ресурсов.

В качестве примера улучшения использования существующих ресурсов, передатчик и приемник могут оборудоваться многочисленными антеннами для эффективного использования ресурсов в пространственной области, чтобы добиваться выигрыша от разнесения. Более того, многочисленные антенны предоставляют возможность параллельной передачи данных через каждую антенну, чтобы обеспечить увеличение пропускной способности передачи.

Способ, имеющий отношение к передаче и приему данных с использованием многочисленных антенн, может быть представлен системой со многими входами и многими выходами (MIMO), использующей мультиплексирование с ортогональным частотным разделением каналов (OFDM).

РАСКРЫТИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ

ТЕХНИЧЕСКОЕ РЕШЕНИЕ

Соответственно, настоящее изобретение направлено на способ выполнения основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования и устройство для его поддержки в системе беспроводной связи, которые по существу устраняют одну или более проблем, обусловленных ограничениями и недостатками предшествующего уровня техники.

Цель настоящего изобретения состоит в том, чтобы предоставить способ передачи данных с использованием основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования в многоантенной системе, использующей множество поднесущих.

Еще одна цель настоящего изобретения состоит в том, чтобы предоставить устройство для передачи данных с использованием основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования в многоантенной системе, использующей множество поднесущих.

Дополнительные преимущества, цели и признаки изобретения будут изложены частично в описании, которое следует ниже, а частично станут очевидными специалистам в данной области техники после изучения нижеследующего, или могут быть узнаны из осуществления изобретения на практике. Цели и другие преимущества изобретения могут быть реализованы и достигнуты посредством конструкции, подробно показанной в его письменно изложенном описании и формуле изобретения, а также на прилагаемых чертежах.

Для достижения этих целей и других преимуществ и в соответствии с назначением изобретения, которое воплощено и в общих чертах описано в материалах настоящей заявки, способ передачи данных с использованием основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования в многоантенной системе, использующей множество поднесущих, включает в себя определение диагональной матрицы для обеспечения разных фазовых углов каждой из множества антенн в качестве части матрицы основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования, выбор унитарной матрицы из первой таблицы кодирования в качестве части матрицы основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования и выполнение предварительного кодирования по отношению к символам, ассоциированным с поднесущими, на основании диагональной матрицы и унитарной матрицы.

В еще одном аспекте настоящего изобретения устройство для передачи данных с использованием основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования в многоантенной системе, использующей множество поднесущих, включает в себя модуль определения матрицы предварительного кодирования, сконфигурированный для определения диагональной матрицы для по меньшей мере одного фазового сдвига и таблицы кодирования и матрицы основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования на основании диагональной матрицы и унитарной матрицы, и модуль предварительного кодирования, сконфигурированный для выполнения предварительного кодирования над символами соответствующих поднесущих на основании диагональной матрицы и унитарной матрицы.

Должно быть понятно, что как вышеизложенное общее описание, так и последующее подробное описание настоящего изобретения являются иллюстративными и пояснительными и предназначены для предоставления дополнительного разъяснения заявленного изобретения.

ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ

Прилагаемые чертежи, которые включены для обеспечения дополнительного понимания изобретения и составляют часть этой заявки, иллюстрируют вариант(ы) осуществления изобретения и, вместе с описанием, служат для разъяснения принципа изобретения. На чертежах:

фиг.1 - примерная схема, иллюстрирующая структуру передатчика и приемника для системы MIMO;

фиг.2 - примерная схема, иллюстрирующая передатчик многоантенной системы, использующей схему CDD;

фиг.3 - примерная схема, иллюстрирующая применение последовательности фаз;

фиг.4 - примерная схема, иллюстрирующая передатчик и приемник многоантенной системы, использующей схему основанного на таблице кодирования предварительного кодирования;

фиг.5 - примерная схема, иллюстрирующая передатчик и приемник для выполнения основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования;

фиг.6 - примерная схема, иллюстрирующая два типа основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования на основании объема выборки задержки;

фиг.7 - примерная схема, иллюстрирующая основанные на OFDM SCW передатчик и приемник, использующие основанное на фазовом сдвиге предварительное кодирование; и

фиг.8 - примерная схема, иллюстрирующая основанные на OFDM MCW передатчик и приемник, использующие основанное на фазовом сдвиге предварительное кодирование.

НАИЛУЧШИЙ ВАРИАНТ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ ИЗОБРЕТЕНИЯ

Далее будет сделана подробная ссылка на предпочтительные варианты осуществления настоящего изобретения, примеры которых проиллюстрированы на прилагаемых чертежах. Где только возможно одинаковые ссылочные позиции будут использоваться на всех чертежах для ссылки на идентичные или подобные части.

Фиг.1 - примерная схема, иллюстрирующая структуру передатчика и приемника для системы MIMO. Согласно фиг.1, передатчик содержит кодер 101 канала, блок 103 отображения, последовательно-параллельный (S/P) преобразователь 105 и многоантенный кодер 107. Более конкретно, кодер 101 канала может присоединять повторные (или дополнительные) биты к битам данных передачи, для того чтобы снижать взаимные помехи, вызванные каналом, и/или шум. Блок 103 отображения может преобразовывать биты данных в символы данных, а S/P-преобразователь 105 может выравнивать символы данных для распределения по поднесущим. В заключение, многоантенный кодер 107 может преобразовывать символы данных, скомпонованные параллельно, в пространственно-временные сигналы.

Кроме того, приемник содержит многоантенный декодер 109, параллельно-последовательный (P/S) преобразователь 111, блок 113 обратного отображения и декодер 115 канала. Функции многоантенного декодера 109, P/S-преобразователя 111, блока 113 обратного отображения и декодера 115 канала приемника противоположны функциям многоантенного кодера 107, S/P-преобразователя 105, блока 103 отображения и кодера канала передатчика, соответственно, и, следовательно, подробное описание будет опущено.

В многоантенной системе OFDM различные схемы могут использоваться для повышения надежности передачи данных. Эти схемы включают в себя схему пространственно-временного кода (STC) и схему разнесения с циклической задержкой (CDD). Схемы STC и CDD могут использоваться для достижения пространственного разнесения. Более того, схемы дополнительно включают в себя схему формирования диаграммы направленности и схему предварительного кодирования, которые могут использоваться для повышения отношения сигнал/шум (SNR).

Схема STC и схема CDD обычно используются в системе с разомкнутым контуром без информации обратной связи для повышения достоверности данных передачи. Более того, схема формирования диаграммы направленности и схема предварительного кодирования обычно используются в системе с замкнутым контуром, использующей информацию обратной связи для оптимизации SNR.

В частности, в качестве схемы для повышения выигрыша от пространственного разнесения и SNR, схема CDD и схема предварительного кодирования, соответственно, могут быть обсуждены более подробно, как представлено далее.

Во-первых, схема CDD предоставляет каждой антенне многоантенной системы возможность передавать сигналы OFDM, имеющие разную задержку или имеющие разные размеры, так что приемник может достигать выигрыша от частотного разнесения.

Фиг.2 - примерная схема, иллюстрирующая передатчик многоантенной системы, использующей схему CDD.

После того как символы OFDM обработаны S/P-преобразователем и многоантенным кодером и затем переданы через каждую антенну, циклический префикс (CP) может добавляться (или присоединяться) к символам OFDM при передаче в приемник. CP может добавляться к символам OFDM для предотвращения межканальных взаимных помех. Здесь последовательность данных, отправляемая на первую антенну для передачи, не имеет CP, но последовательность данных, отправляемая на последующие антенны для передачи, содержит CP, присоединенный к ней. То есть последовательности данных, отправляемые на последующие антенны, имеют заданное количество битов циклической задержки, применяемой к ним.

Если такая схема разнесения с циклической задержкой применяется в частотной области, циклическая задержка может быть выражена умножением последовательности фаз. Фиг.3 - примерная схема, иллюстрирующая применение последовательности фаз. Согласно фиг.3, последовательности фаз (например, последовательность 1 фаз ~ последовательность M фаз), каждая из которых сконфигурирована по-разному для каждой антенны в частотной области, умножаются, а затем применяются к обратному быстрому преобразованию Фурье (IFFT). Далее, преобразованные данные могут передаваться в приемник, и эта последовательность операций по фиг.3 может упоминаться как схема разнесения с фазовым сдвигом.

Если используется схема разнесения с фазовым сдвигом, канал с равномерным замиранием может преобразовываться в канал выбора частоты. В дополнение, выигрыш от частотного разнесения может достигаться благодаря кодированию канала, и/или выигрыш от многопользовательского разнесения может достигаться благодаря планированию с выбором частоты.

Во вторых, схема предварительного кодирования включает в себя схему основанного на таблице кодирования предварительного кодирования и схему квантования. Более точно, схема основанного на таблице кодирования предварительного кодирования может использоваться, если по обратной связи возвращается постоянный объем информации обратной связи системы с замкнутым контуром. В дополнение, схема квантования может использоваться для возврата по обратной связи квантованной информации о канале. Схема основанного на таблице кодирования предварительного кодирования отправляет в качестве информации обратной связи индекс матрицы предварительного кодирования, которая известна как передатчику, так и приемнику, на передатчик, чтобы достигать выигрыша от SNR.

Фиг.4 - примерная схема, иллюстрирующая передатчик и приемник многоантенной системы, использующей схему основанного на таблице кодирования предварительного кодирования. Согласно фиг.4, каждый из передатчика и приемника имеет ограниченное количество матриц предварительного кодирования (например, P ₁ - P _L). В процессе работы приемник использует информацию о канале для отправки в качестве информации обратной связи на передатчик оптимального индекса матрицы предварительного кодирования (например, «индекса l»). В ответ передатчик применяет индекс 1 к соответствующим данным (X _l -X _Mt) передачи матрицы предварительного кодирования.

Таблица 1 является примером таблицы кодирования, которая может применяться, когда 3-битная информация обратной связи используется в системе (например, системе IEEE 802.16e), которая поддерживает две передающих антенны и коэффициент 2 пространственного мультиплексирования.

[Таблица 1]
Индекс матрицы(двоичный)	Столбец 1	Столбец 2	Индекс матрицы(двоичный)	Столбец 1	Столбец 2
000	1	0	000	0,7941	0,6038-j0,0689
0	1	0,6038+j0,0689	-0,7941
001	0,7940	-0,581-j0,1818	101	0,3289	0,6614-j0,6740
-0,5801+j0,1818	-0,7940	0,6614+j0,6740	-0,3289
010	0,7940	0,0576-j0,6051	110	0,5112	0,4754+j0,7160
0,0576+j0,6051	-0,7940	0,4754-j0,7160	-0,5112
011	0,7941	-0,2978+j0,5298	111	0,3289	-0,8779+j0,3481
-0,2978- j0,5298	-0,7941	-0,8779-j0,3481	-0,3289

Как обсуждено, схема разнесения с фазовым сдвигом может использоваться для достижения выигрыша от разнесения с выбором частоты в замкнутом контуре и также может достигать выигрыша от разнесения с частотным планированием. Однако коэффициент пространственного уплотнения равен 1 для схемы разнесения с фазовым сдвигом, а потому она не может предполагаться для передачи данных на высокой скорости передачи. В дополнение, может быть трудно ожидать выигрыша от разнесения с выбором частоты и выигрыша от разнесения с частотным планированием при схеме разнесения с фазовым сдвигом, если ресурсы назначены фиксированным образом.

Кроме того, основанная на таблице кодирования схема предварительного кодирования, как обсуждено, может использовать небольшой объем информации обратной связи (или индексной информации) и имеет высокий коэффициент пространственного мультиплексирования, соответственно, может эффективно передавать данные. Однако, поскольку эта схема требует стабильного состояния канала, обусловленного ее зависимостью от информации обратной связи, эта схема может испытывать затруднения, если состояние канала является нестабильным. Более того, эта основанная на таблице кодирования схема предварительного кодирования ограничена применением только в системах с замкнутым контуром.

Чтобы принять меры в ответ на эти потенциально возможные проблемы, ассоциированные со схемой разнесения с фазовым сдвигом и/или основанной на таблице кодирования схемой предварительного кодирования, будут приведены последующие обсуждения.

Фиг.5 - примерная схема, иллюстрирующая передатчик и приемник для выполнения основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования. Более конкретно, основанное на фазовом сдвиге предварительное кодирование относится к умножению разной последовательности фаз на потоки данных, которые должны передаваться через каждую из множества антенн. Обычно небольшие значения циклической задержки используются для формирования последовательности фаз. В таком случае, с точки зрения приемника, может достигаться разнесение с выбором частоты, а размер канала увеличивается или уменьшается в зависимости от частотной области.

Согласно фиг.5, передатчик может реализовать разнесение с планированием, назначая приемники (например, мобильные устройства) частям частотной области, где состояние канала является хорошим (или приемлемым). Здесь некоторые части частотной области имеют большую полосу частот и менее подвержены флуктуациям, вызванным относительно небольшими значениями циклической задержки. Для того чтобы применять значения циклической задержки, которые увеличиваются или уменьшаются равномерно, к каждой антенне, матрица основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования, P, может использоваться, как она выражена в уравнении 1.

[Уравнение 1]

В уравнении (1) k обозначает индекс поднесущих или индекс отдельной полосы пропускания частот, а (i=1,…, N _t , j=1, 1,…, R) обозначает комплексный весовой коэффициент, определенный согласно k. Более того, N _t обозначает количество передающих антенн или виртуальных антенн, и R обозначает коэффициент пространственного уплотнения. Здесь значение комплексного весового коэффициента может быть переменным, согласно индексу символов OFDM и соответствующим поднесущим, умноженным на антенны. В дополнение, значение комплексного весового коэффициента может определяться состоянием канала и/или информацией обратной связи. Предпочтительно матрица предварительного кодирования, P, по уравнению (1) конфигурируется с использованием унитарной матрицы, чтобы снижать потери в емкости канала многоантенной системы.

Следующее уравнение может использоваться для выражения емкости канала многоантенной системы с замкнутым контуром, чтобы определять элементы (или компоненты) унитарной матрицы.

[Уравнение 2]

В уравнении (2) H обозначает матрицу многоантенного канала, имеющую размер N _r × N _t, а N _r обозначает количество приемных антенн. Если уравнение (2) применяется к матрице P основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования, результат может быть выражен, как показано в уравнении (3).

[Уравнение 3]

Согласно уравнению (3), чтобы минимизировать или устранить потери емкости канала, PP ^H должна быть единичной матрицей. По существу, основанная на фазовом сдвиге матрица P должна удовлетворять следующему условию по уравнению (4).

[Уравнение 4]

PP ^H = I_N

Для того чтобы матрица P основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования преобразовывалась в единичную матрицу, должны быть удовлетворены два условия. То есть одновременно необходимо удовлетворить условие ограничения мощности и условие ограничения ортогональности. Условие ограничения мощности относится к установлению размера каждого столбца матрицы равным 1. Кроме того, условие ограничения ортогональности относится к установлению каждого столбца ортогональным (или столбцы ортогональны друг другу). Уравнение (5) и уравнение (6) являются примерами таковых.

[Уравнение 5]

[Уравнение 6]

Обсуждения, приведенные выше для уравнений (2)-(6), относятся к унитарной матрице. В дальнейшем обсуждения унитарной матрицы относятся к матрице основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования, имеющей размер матрицы 2×2.

Уравнение (7) представляет общую матрицу основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования, имеющую коэффициент 2 пространственного уплотнения для двух передающих антенн.

[Уравнение 7]

В уравнении (7) α _i , β _i (i=1, 2) представляют действительные числа, θ _i (i=1, 2, 3, 4) обозначает значение фазы, а k обозначает индекс поднесущей сигналов OFDM.

Для того чтобы преобразовать матрицу предварительного кодирования (например, уравнение (7)) в единичную матрицу, необходимо удовлетворить условие ограничения мощности по уравнению (8) и условие ограничения ортогональности по уравнению (9).

[Уравнение 8]

[Уравнение 9]

В уравнениях (8) и (9) * обозначает комплексно-сопряженное число. Если матрица основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования, имеющая размер 2×2, удовлетворяет уравнениям (7)-(9), такая матрица может быть выражена, как показано в уравнении (10).

[Уравнение 10]

Согласно уравнению (10), θ ₂ и θ ₃ поддерживают ортогональное соотношение на основании удовлетворения условия ограничения ортогональности. Это может выражаться, как показано в уравнении (11).

[Уравнение 11]

kθ ₃ = -kθ ₂ +π

Матрица предварительного кодирования может храниться в передатчике и приемнике в виде таблицы кодирования. Таблица кодирования может включать в себя различные матрицы предварительного кодирования, использующие заданное количество разных значений θ ₂. Здесь значение θ ₂ может конфигурироваться на основании состояний канала и того, предоставлена или нет информация обратной связи. Если информация обратной связи предоставлена (или используется), значение θ ₂ может конфигурироваться, чтобы быть небольшим значением. Если информация обратной связи не предоставлена (или не используется), значение θ ₂ может конфигурироваться, чтобы быть большим значением, чтобы достичь выигрыша от высокого частотного разнесения.

Кроме того, выигрыш от частотного разнесения и/или выигрыш от частотного планирования могут достигаться согласно объему выборки задержки, применяемому к матрице основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования. Фиг.6 - примерная схема, иллюстрирующая два типа основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования на основании объема выборки задержки.

Согласно фиг.6, если используется большой объем выборки задержки (или циклическая задержка), выигрыш от частотного разнесения для канальных символов может достигаться посредством цикла выбора частоты, становящейся более высокой вследствие выбора частоты, становящегося более коротким. Предпочтительно использовать большую выборку задержки в системе с разомкнутым контуром, в которой информация обратной связи является менее достоверной вследствие сильных временных флуктуаций по отношению к каналам.

Кроме того, если используется небольшое значение выборки задержки, могут иметься каналы из каналов выбора частоты, у которых размеры каналов увеличиваются или уменьшаются в равномерно замирающем(их) канале(ах). Более того, если размеры каналов заданной области поднесущих сигнала OFDM увеличиваются, то размеры каналов другой области поднесущих сигнала OFDM уменьшаются. Другими словами, имеет место обратное соотношение.

В таком случае, что касается системы множественного доступа с ортогональным частотным разделением (OFDMA), SNR может повышаться, если сигнал передается в полосе частот, где размеры каналов увеличились по каждому пользователю. В дополнение, полоса частот, имеющая увеличенные размеры каналов, может быть разной для каждого пользователя и, как результат, система может реализовать разнесение с планированием по отношению к многочисленным пользователям. Более того, приемнику необходимо только отправлять информацию обратной связи, имеющую отношение к информации о качестве канала (CQI) поднесущих, которые могут быть выделенным ресурсом. Следовательно, размер информации обратной связи также может уменьшаться.

Выборка задержки (или циклическая задержка) для основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования может быть предопределенным значением в передатчике и приемнике или может поставляться через информацию обратной связи из приемника в передатчик. Более того, коэффициент пространственного мультиплексирования, R, может быть предопределенным значением в передатчике и приемнике или может поставляться в качестве информации обратной связи приемником в передатчик после того, как приемник рассчитывает коэффициент пространственного мультиплексирования при периодическом измерении состояний каналов. Здесь передатчик может использовать информацию о канале, возвращаемую по обратной связи из приемника, для расчета и/или манипулирования коэффициентом пространственного мультиплексирования.

Обобщенное разнесение с фазовым сдвигом (GPSD)

Матрица основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования, как описано выше, основана на системе с количеством N _t антенн (N _t больше чем или равно 2 и является натуральным числом) и коэффициенте R пространственного мультиплексирования (R > 1 и является натуральным числом). Такая система может выражаться согласно уравнению (12).

[Уравнение 12]

В уравнении (12) представляет обобщенную матрицу разнесения с фазовым сдвигом (GPSD) для k^ой поднесущей сигнала OFDM MIMO, имеющего количество N _t передающих антенн и коэффициент R пространственного мультиплексирования. Более того, - унитарная матрица, которая удовлетворяет и может использоваться для минимизации межсимвольных взаимных помех между символами поднесущей. В частности, также должна удовлетворять условию унитарной матрицы, чтобы могли поддерживаться характеристики унитарной матрицы у диагональной матрицы для фазового сдвига.

Уравнение (13) представляет соотношение между фазовым углом θ_i, i=1,...,N _t частотной области и временной задержкой τ_i, i=1,...,N _t временной области по уравнению (12).

[Уравнение 13]

В уравнении (13) N _fft обозначает количество поднесущих сигнала OFDM.

В качестве примера уравнения (12), уравнение (14) представляет систему с двумя передающими антеннами или виртуальными антеннами, использующую 1-битную таблицу кодирования.

[Уравнение 14]

Согласно уравнению (14), поскольку β может относительно легко определяться, как только определено α, α может предварительно задаваться двумя значениями, а информация касательно предварительно заданных значений может возвращаться по обратной связи в виде индекса таблицы кодирования. Например, если индексом таблицы кодирования обратной связи является 0, α может быть 0,2, а если индексом таблицы кодирования обратной связи является 1, то α может быть 0,8. Такие значения могут согласовываться и совместно использоваться между передатчиком и приемником.

Что касается уравнения (12), в качестве примера унитарной матрицы , отдельная матрица предварительного кодирования (например, матрица Адамара-Уолша или дискретное преобразование Фурье) может использоваться для достижения разнесения с SNR.

Если используется матрица Адамара-Уолша, пример матрицы GPSD по отношению к уравнению (12) может выражаться уравнением (15).

[Уравнение 15]

Уравнение (15) основано на четырех передающих или виртуальных антеннах и коэффициенте 4 пространственного мультиплексирования. Здесь вторая матрица справа от знака равенства (то есть представленная единицами и минус единицами) может перестраиваться для выбора определенной антенны (то есть выбора антенны) и/или настройки коэффициента пространственного мультиплексирования (то есть подстройки коэффициента).

Унитарная матрица по уравнению (12) может поставляться на передатчик и приемник в формате таблицы кодирования. Здесь передатчик может принимать индексную информацию таблицы кодирования с приемника. После этого передатчик может выбирать унитарную матрицу соответствующего индекса из таблицы кодирования и применять уравнение (12) для конфигурирования матрицы основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования.

Уравнение (16) представляет перестроенную унитарную матрицу для выбора двух антенн в системе, имеющей четыре передающих или виртуальных антенны.

[Уравнение 16]

Кроме того, следующая таблица 2 показывает способ для перестроения унитарной матрицы согласно соответствующему коэффициенту мультиплексирования, если коэффициент пространственного мультиплексирования изменяется вследствие изменения во времени и/или состояниях канала.

[Таблица 2]

В таблице 2 первый столбец, первый и второй столбцы и/или столбцы с первого по четвертый выбираются согласно коэффициенту мультиплексирования (например, коэффициенту мультиплексирования 1, 2 или 4). Однако коэффициент мультиплексирования (или выбор столбцов) не ограничен примером по таблице 2, но коэффициент мультиплексирования может быть единицей, и может выбираться любой один из четырех столбцов. Более того, если коэффициент мультиплексирования равен двум, могут выбираться любые два столбца из четырех столбцов (например, 1-2, 2-3, 3-4 или 4-1).

В примере, приведенном выше, используется матрица Адамара-Уолша. Следующий пример показывает матрицу GPSD, к которой применяется унитарная матрица , содержащая код Уолша 2×2 или 4×4, по уравнению (12). Здесь, таблица 2 относится к 2×2, а таблица 3 относится к 4×4.

[Таблица 3]

[Таблица 4]

Зависящее от времени GPSD

Фазовый угол θ _i и/или унитарная матрица U матрицы GPSD по уравнению (12) может изменяться согласно времени. Другими словами, фазовый угол θ _i и/или унитарная матрица U могут быть зависящими от времени. В качестве примера зависящего от времени GPSD по уравнению (12) может быть выражен, как показано в уравнении (17).

[Уравнение 17]

В уравнении (17) (t) представляет матрицу GPSD для k^ой поднесущей сигнала OFDM MIMO, имеющего количество N _t передающих/виртуальных антенн и коэффициент R пространственного мультиплексирования в конкретный момент времени t. Более того, - унитарная матрица, которая удовлетворяет и может использоваться для минимизации межсимвольных взаимных помех между символами поднесущей. В частности, также должна удовлетворять условию унитарной матрицы, так что могут поддерживаться характеристики унитарной матрицы у диагональной матрицы для фазового сдвига.

Уравнение (18) представляет соотношение между фазовым углом θ_i, i=1,...,N _t частотной области и временной задержкой τ_i, i=1,...,N _t временной области по уравнению (12).

[Уравнение 18]

В уравнении (18) N _fft обозначает количество поднесущих сигнала OFDM.

Как показано в уравнениях (17) и (18), значение выборки временной задержки и унитарная матрица могут изменяться с течением времени, и единица времени может выражаться в единицах символа OFDM или заданных единицах времени.

В качестве примеров матрицы GPSD, к которой применяется матрица, содержащая код Уолша 2×2 или 4×4, чтобы получать зависящее от времени GPSD, могут быть показанные в таблице 5 и таблице 6, соответственно.

[Таблица 5]

[Таблица 6]

Расширенное GPSD

Третья матрица может быть добавлена к матрице GPSD, содержащей диагональную матрицу и унитарную матрицу, как показано в уравнении (12), для формирования матрицы расширенного GPSD. Матрица расширенного GPSD может выражаться, как показано в уравнении (19).

[Уравнение 19]

Согласно уравнению (19) и в сравнении с уравнением (12), матрица расширенного GPSD включает в себя матрицу P предварительного кодирования, имеющую размер N _t×R, перед диагональной матрицей. Следовательно, размером диагональной матрицы становится R×R. Кроме того, вновь добавленная матрица предварительного кодирования может конфигурироваться по-разному для заданной полосы частот или заданного символа поднесущей. Более того, вновь добавленная матрица предварительного кодирования может конфигурироваться в качестве унитарной матрицы в системе с замкнутым контуром. С добавлением или включением матрицы предварительного кодирования может достигаться выигрыш от оптимизированного SNR.

В дополнение, передатчик и приемник могут снабжаться таблицей кодирования, которая включает в себя множество матриц предварительного кодирования.

В матрице расширенного GPSD по меньшей мере одна матрица P предварительного кодирования, фазовый угол θ диагональной матрицы и унитарная матрица U могут изменяться по времени. Для этой цели, если индекс последующей (или следующей) матрицы P предварительного кодирования возвращается по обратной связи в передатчик в показателях предписанных единиц времени или предписанных единиц поднесущих, может выбираться конкретная матрица P предварительного кодирования по соответствующему индексу из таблицы кодирования. В таком случае матрица расширенного GPSD может выражаться, как показано в уравнении (20).

[Уравнение 20]

Ссылаясь на уравнение (20), подробное описание расширенного GPSD описано в патенте Кореи № 10-2007-0037008, поданном 16 апреля 2007 года. По этой причине обсуждение расширенного GPSD будет опущено.

Конфигурация соотношения фазового сдвига для каждой антенны

Обсуждения, которые следуют, описывают соотношения между каждым фазовым углом θ _Nt диагональной матрицы GPSD, зависящего от времени GPSD, расширенного GPSD и расширенного допустимого по времени GPSD. Для простоты обсуждение основано на соотношении фазового сдвига для каждой антенны относительно зависящего от времени GPSD, но также применяется к другим разновидностям GPSD, которые перечислены выше.

Конфигурация соотношения фазового сдвига - вариант 1 осуществления

Фазовый угол зависящего от времени GPSD может конфигурироваться для повышения линейности согласно индексу каждой антенны. Соотношение между каждым фазовым углом может быть выражено математически и может выражаться, как показано в уравнении (25).

[Уравнение 25]
θ 1(t) = 0 ∙ θ(t),	θ 2(t) = 1 ∙ θ(t)
θ 3(t) = 2 ∙ θ(t),	θ 4(t) = 3 ∙ θ(t)

Более точно, этот вариант осуществления может достигать большой производительности в равномерной линейной структуре антенной решетки. В частности, если коэффициент пространственного мультиплексирования конфигурируется или реконфигурируется, чтобы быть небольшим (или низким), как в случае по таблице 2, может достигаться выигрыш от оптимального формирования диаграммы направленности. Более того, если унитарная матрица U задана или реконфигурирована, чтобы быть типом с выбором антенны, как показано в уравнении 16, может достигаться высокий выигрыш.

Конфигурация соотношения фазового сдвига - вариант 2 осуществления

Фазовый угол зависящего от времени GPSD может конфигурироваться, чтобы иметь од