Способ оценки стойкости цифровой электронной аппаратуры к воздействию ионизирующих излучений (варианты)

Способ оценки стойкости цифровой электронной аппаратуры к воздействию ионизирующих излучений (варианты)

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Изобретение относится к области исследования радиационной стойкости полупроводниковых приборов (ППП) и интегральных схем, и в большей степени интегральных микросхем (ИМС) с последовательной и комбинационной обработкой логических сигналов. Оно относится к экспериментальным исследованиям, выполняемым как на моделирующих условия воздействия ионизирующих излучений (ИИ) установках, непосредственно воспроизводящих их виды, называемыми моделирующими установками (МУ), так и на установках, количественно воспроизводящих сходные радиационным эффекты, называемыми имитирующими установками (ИУ). К числу последних, например, относят импульсные лазерные источники.

В современной электронной промышленности разработчики ИМС имеют драматический опыт увеличения как плотности транзисторных структур, так и рабочей частоты. Одной из существенных причин такого роста является уменьшение топологического размера приборов, входящих в состав ИМС. Топологический размер относится к длине затвора транзисторов технологии «Комплементарной Металл-Оксид-Полупроводник» (КМОП).

Изобретение относится, в том числе и к ИМС, пригодным для применения в условиях космического пространства (КП), таких, как спутники, межпланетные полеты или рабочий космический челнок. Предметом обсуждения является неблагоприятное воздействие факторов КП на чипы ИМС, проявляющееся, во-первых, в эффектах от полной поглощенной дозы от воздействия ИИ (Total Ionizing Doze = TID) вследствие торможения электронов и протонов, а, во-вторых, в эффектах единичных сбоев, или сбоев от единичных частиц, (Single Event Upset = SEU) вследствие взаимодействия с космическими лучами (тяжелые заряженные частицы (ТЗЧ) высокой энергии), протоны и нейтроны высоких энергий. Из всех этих эффектов SEUs представляют наибольшую вызванную радиацией опасность, которую надо избегать для объектов микроэлектроники в КП. Рассматривают эффекты, касающиеся потерь энергии, сбора заряда и сбоев из-за прохождения космическими лучами полупроводниковых структур в ИМС. Если ион высоких энергий проходит через все материалы, он теряет энергию из-за взаимодействия с материалами. Энергия иона теряется, во-первых, из-за взаимодействия иона с орбитальными электронами материала, на ионизацию материала и формирование трека электронно-дырочных пар (ehp). Скорость, с которой ион теряет энергию, исторически называется «мощностью торможения» (dE/dx). Дифференциальная энергия dE измеряется в единицах [МэВ], тогда как толщина материала измеряется в единицах массовой толщины [мг/см²]. Термин LET (линейная передача энергии) чаще используется вместо «мощности торможения». В кремнии для создания одной eph требуется энергия 3,6 эВ. При плотности кремния 2,42 г/см³ один микрон линейной толщины преобразуется в 0,242 мг/см² массовой. Также заряд электрона равен 1,6.10^-7 пКл. Отсюда для образования заряда dQ в кремнии в треке длиной L при торможении заряженной частицы «мощность торможения» LET образует заряд:

Таким образом, ион с LET порядка 100 MeV-cm²/mg создает заряд примерно 1 пКл вдоль его трека.

В объемном кремнии eph не являются значимыми, т.к. они, в конце концов, рекомбинируют. При наличии электрического поля, однако, eph достаточно быстро разделяются посредством дрейфа в направлении, противоположном направлению поля и могут быть достаточно быстро собраны каким-нибудь источником напряжения, создающим поле. В ИМС на объемном кремнии такое электрическое поле приложено вдоль p-n-перехода в приборах. Каждый и любой из сигналов на выводе ИМС обычно изолирован от источника V_DD одним или большим числом таких переходов (сток транзистора р-МОП) и изолирован от общей точки («земли») V_SS одним или большим числом таких переходов (сток транзистора n-МОП).

Фиг. 1 иллюстрирует эффект прохождения иона через переход стока в транзисторе n-МОП. Фиг. 1 демонстрирует поперечное сечение перехода стока (10), имеющего n⁺-сток n-МОП (12), диффундирующий в p^- (epi) пленку (14) p⁺-подложки ((16) n-МОП). Переход (20) изолирует вывод схемы для положительного источника питания (+V) от напряжения подложки (V_SS). Ион пролетает через переход (10) и создает трек (20) электронно-дырочных пар, которым соответствует символ «-» для электронов и «+» для дырок. Электронно-дырочные пары, в свою очередь, создают плазму, контур которой напоминает воронку заряда (22).

Указанные компоненты тока наблюдаются в качестве сигналов на выводах ИМС при наличии электрического поля на переходе и воронки разделенных свободных зарядов электронов и дырок. Исходя из конструкции на Фиг. 1 электроны собираются на узле схемы, а дырки на узле подложки, в результате протекает отрицательный импульс тока в диффузионном узле n-МОП, который приводит к «разряду» (уменьшению) напряжения сигнала.

Этот дополнительный ток является короткоживущим, завершающимся примерно через 100-200 пс.

Запаздывающая компонента тока генерируется вследствие диффузии электронов и дырок из области, где электрическое поле равно нулю. Эти заряды могли бы в отсутствии рекомбинации достичь области, где существует поле, и где они могут рекомбинировать. Эта запаздывающая компонента могла бы достигать длительности нескольких сотен наносекунд.

Небольшой заряд собирается в области p⁺-подложки, т.к. скорость рекомбинации здесь выше из-за более высокой концентрации примеси. Если напряжение питания на стоке n-МОП равно нулю, электрическое поле, по сути, равно нулю и не наблюдается существенного увеличения собранного заряда.

Сходные процессы наблюдаются в окрестностях стока p-МОП, сформированного диффузией примеси в n-карман и смещенного источником V_DD. В этом случае присутствует электрическое поле, даже если напряжение источника смещения равно нулю. Толщина области сбора в этом случае много меньше (в лучшем случае половина толщины кармана), т.к. переход «карман-подложка» постоянно смещен в обратном направлении и также может собирать индуцированный заряд.

Нейтроны и протоны высоких энергий, как известно, вызывают схожие эффекты непосредственно непрямым способом через ядерные реакции с кремнием. В этом случае, тяжелые ионы отдачи сопутствующих продуктов пролетают через переходы и формируют импульс тока из собранного заряда. В КП протоны высоких энергий порождаются, главным образом, из захваченных радиационными поясами протонов и из солнечных вспышек. Для высотной авиации и нейтроны и протоны высоких энергий связаны с продуктами реакций, сформированных в космических ливнях, когда космические ТЗЧ подвергаются ядерным реакциям в атмосфере.

Компоненты добавочного стороннего тока, описанные выше, ответственные за эффекты SEUs, наблюдались в схемах на космических орбитах в течение последних 10-15 лет. Более замечательно то, что SEUs обнаруживают в статических триггерах (latchs) и SRAM (Static Random Acces Memory). Эффект появления квазистационарного тока определяется зависимостью реакции от схемы, которая, в свою очередь, определяется величиной заряда, собранного в узле сигнала. По существу, величина емкости узла сигнала определяет (в первом случае), насколько велико падение напряжения dV, которое является результатом собранного заряда dQ в соответствии с равенством . Это является верным только в предположении, что схема очень слабо рассеивает заряд в течение последующих сотен пикосекунд). Высокая проводимость транзисторов смягчает этот эффект, так как они рассеивают этот заряд более быстро. Более важная для триггеров и SRAM положительная петля обратной связи по усилению обуславливает «опрокидывание» данных () в том случае, когда собранный заряд достигает критического значения Q_CRIT, а напряжение на узле питания возрастает до критического значения. Более детальное обсуждение этих эффектов и, в частности, откликов схем SRAM, можно найти в [1].

SEUs становятся более проблематичными при дальнейшим уменьшением топологического размера. Топологичекий размер следующих поколений не радиационно-стойких коммерческих ИМС уменьшился за последние годы от 1 мкм до 0,13 мкм (в настоящее время) и непрерывно уменьшается до перспективных 0,05 мкм. Для получения этого сокращения в промышленности было использовано несколько моделей масштабирования, включая латеральное (боковое) масштабирование, где масштабируется только длина затвора, масштабировании постоянного напряжения питания, когда V_DD остается константой, и масштабирование постоянного электрического поля, где V_DD уменьшается с уменьшением толщины подзатворного оксида для поддержания постоянной величины электрического поля в транзисторе. Модель масштабирования электрического поля является доказанным фактом для большинства практических применений, поскольку она пригодна для описания большинства отрицательных эффектов большого электрического поля (пробой подзатворного диэлектрика и «горячие» электроны).

По данным [2] длительности переходных импульсов SET (Single Event Transient) и поперечные сечения ошибок как функции технологических решений (0,25, 0,18 и 0,13 µm) и как функции рабочего напряжения (2,00, 1,50, 1,25 и 1,00 В) при фиксированном значении LET=60 MeV·cm²/mg показывают существенное увеличение длительности импульса SET с сокращением топологического размера и сопутствующим уменьшением номинального рабочего напряжения и значимого увеличения длительности импульса SET, если приборы функционируют при напряжении, которое ниже нижней допустимой границы рабочих напряжений по спецификации на каждую из рассмотренных технологий. Там же содержатся результаты исследований традиционных ячеек памяти DICE (Dual Interlocked Storage Cell = двойная взаимоблокирующая ячейка памяти) для проверки соответствия с результатами измерений по методу PDTL (Programmable Delay Temporal Latch = PDTL, или программируемой задержки, или временнОй «защелки») зависимости поперечных сечений SET от напряжения функционирования. Результаты измерений по цепям DICE, в общем, соответствуют данным по методу PDTL, т.е. большинство переходных процессов фиксируются при уменьшении номинального напряжения, что трактуется, таким образом, что эффективность фиксации эффектов SETs в ячейках DICE «улучшается» вследствие более длинных импульсов SET. Основываясь на результатах [2] определено, что длительности импульсов SET являются прямой пропорциональной функцией номинального рабочего напряжения и могут потенциально непрерывно увеличиваться с уменьшением топологических размеров вследствие соответствующего уменьшения номинального рабочего напряжения. Это приводит к потенциальной «двойной борьбе фронтов» в соответствующих технологиях, так что, высокие рабочие частоты комбинируются с длительностью протяженных импульсов SET. Прогресс в будущих приборах в сторону подавления SET связан с использованием таких технологий как временная «защелка» [2] для технологий объемного кремния (bulk/epi Si), «кремния-на-изоляторе» (Silicon-On-Insulator = SOI) и/или необходимости разрабатывать основы для серьезного рассмотрения возможности изготовления приборов с низкой интенсивностью SET, пригодных для прикладных специальных интегральных схем (Application Specific Integrated Circuit = ASIC).

Для масштабирования постоянного электрического поля, включая все физические размеры прибора (такие, как длина затвора L, ширина затвора W и толщина оксида затвора T_OX), когда они сокращаются, приложенное напряжение питания V_DD и пороговое напряжение транзистора V_TH уменьшаются пропорционально. Это приводит в результате к пропорциональному уменьшению тока стока (I_D), емкости нагрузки (C) и пропорциональному уменьшению емкости узла затвора . Самый маленький ток транзистора для постоянного масштабируемого поля требует, чтобы плотность тока металлизации (относительно тока электромигации) уменьшалась с меньшей скоростью, чем масштабирование по постоянному напряжению, при котором ток транзистора остается постоянным. Далее, для систем с малой мощностью, масштабирующих постоянное поле (в которых шкала V_DD пропорциональна), это есть только одна рассматриваемая возможность, так как это является, по существу (квадрат масштабирования), результатом малой мощности рассеивания.

Орбитальная микроэлектроника обычно отстает от ее наземных коммерческих дубликатов на одно или два поколения, так как большинство шагов технологического процесса требует обеспечения требований по радиационной стойкости к TID от излучений КП. Большинство радиационно-стойких ИМС могут быть изготовлены с технологическим размером 0,8…0,7 мкм. SEU в статических триггерах и SRAM могут проявляться в устройствах с топологическими нормами меньше 10 мкм и для критического заряда для сбоивших схем, величиной ниже 1 пКл (ориентировочно для частиц с LET не ниже, чем 1 MeV-cm²/mg). Так как площадь поперечного сечения попадания ТЗЧ в 20 раз меньше, интегральный флюенс космических лучей с LET>1 MeV-cm²/mg в 1000 раз больше флюенса частиц с LET=20 MeV-cm²/mg для геостационарной орбиты. Это предполагает, что интенсивность ошибок от эффектов SEU (на один бит) увеличивается в 50 раз. Так как технология 0,18 мкм имеет, вероятно, в 20 раз больше триггеров, чем технология 0,8 мкм, интенсивность отказов целой ИМС этом случае в 1000 раз больше.

Для оценки стойкости ППП и ИМС к воздействию ИИ КП используют методы испытаний на ускорителях заряженных частиц, например, протонов, где с помощью подбора мишеней формируют необходимый «коктейль» из ТЗЧ [3].

При использовании имитационных методов (ИМ), как правило, используют пикосекундные импульсные лазеры с длиной волны 800-1500 нм [4].

Ограничения, касающиеся применения ИМ на основе облучения импульсным лазером, касаются экранировки поверхности чипа ИМС металлизацией и необходимостью точного подбора энергии лазерного импульса для получения равенства контролируемых выходных электрических характеристик ППП и ИМС.

Однако импульсное лазерное воздействие позволяет обнаружить новые эффекты, которые не фиксируются при проведении радиационных экспериментов на МУ: это позиционирование сбоев на поверхности чипа ИМС и задержка развития процесса сбоя во времени, связанная с работой генератора тактовой частоты [5, 6]. В этом смысле лазерные ИМ являются важными дополнительными условиями для построения зависимостей поперечного сечения эффектов SEU как функции величины LET.

На основе кулонометрического способа измерения электрофизических параметров [7] и устройства, его реализующего [8], предложен способ определения коэффициента относительной эффективности и эквивалентной дозы источника рентгеновского излучения получения коэффициента относительной эффективности (КОЭ), или в зарубежной литературе RDEF (Relative Dose Enhancement Factor) [9]. RDEF устанавливает связь между поглощенной эквивалентной дозой рентгеновского (гамма-) излучения с эквивалентной энергией (средняя энергия спектра эталонного нуклида Co⁶⁰) и величиной порогового значения линейной передачи энергии LET_TH. При этом величина индуцированного радиацией критического заряда Q_C в треке иона и в чувствительном объеме транзисторной гетероструктуры технологии «металл-оксид-полупроводник» (МОП) остается равной

При имитации эффектов SEU импульсным лазерным излучением также можно ввести понятие RDEF

Тогда

Предыдущие решения устранения проблем SEU были сфокусированы на разработках SRAM и статических триггеров. Несмотря на то, что большинство рассмотренных работ было сфокусировано на статических триггерах для использования в ASIC, тем не менее, эти результаты могут быть распространены на разработки SRAM.

Один из таких триггеров описан в [10]. Эти разработки триггеров используют методы перекрестной изоляции, гарантирующие, что состояние триггеров не изменится при попадании ТЗЧ в любой из критических узлов.

Другая разработка представлена в [11]. Эта разработка в виде триггера DICE, также не может изменять логическое состояние при попадании частицы в единичный узел.

Каждый из этих триггеров может быть переключен, по-видимому, если единичная частица космического излучения проникает в ИМС в узком слое, расположенном в угле параллельно поверхности и вместе с этим пересекает, по крайней мере, два p-n-перехода. Геометрическое поперечное сечение для этого случая, хотя и мало, но может быть весьма существенным для применений на околоземных орбитах.

Отдельно от проблемы генерации SEUs в затворе и области подложки, космическое излучение может индуцировать процессы SETs в комбинаторной логике, в системе глобального времени и глобальных линиях контроля на уровне схем. SETs генерирует минимум эффектов в технологиях 0,8 мкм и 0,7 мкм, т.к. скорость распространения сигналов в этих схемах недостаточна для распространения SETs длительностью 100…200 пс на заметном расстоянии в пределах схемы. Однако, чем меньшее значение имеют технологические размеры будущих разработок (и их стойкость) для околоземных применений, тем более незначимыми становятся эффекты SETs для нормальных сигналов.

На Фиг. 2 приведен график зависимости критической длительности переходного импульса, необходимого для распространения SET без затухания через бесконечно длинную цепочку инверторов от технологического размера. Если длина импульса меньше, чем критическая длительность импульса, присущая инерциальная задержка вентиля вызывает затухание переходного единичного события. Эффект SET завершается в кристалле после прохождения пяти вентилей. Если длительность импульса равна или больше критической длительности, SET однозначно распространяется в вентилях как нормальный рабочий сигнал. Эффекты SETs, длительностью больше, чем критическая длительность, распространяется через все вентили без затухания; SETs, длительность которых равна половине критической длительности, затухает в первом вентиле; SETs с промежуточной длительностью распространяется через переменное число ступеней.

График на Фиг. 2 является результатом моделирования с использованием параметров SPICE для различных топологических норм (показанных в виде точек на графике) в диапазоне от 1,2 мкм (1200 нм) и 0,13 мкм (130 нм). Генерированный ряд параметров модели SPICE был получен, исходя из известных параметров модели между 1,2 мкм и 0,7 мкм, включительно. Были использованы правила сохранности электрического поля для генерации модели и размеры транзистора для прогнозирования параметров модели в малых топологических размеров. Масштабированные значения различных критических параметров (V_DD, V_TH и T_OX) были сопоставлены с опубликованными в [12]. Непрерывная кривая содержит смоделированные точки, пунктирная линия экстраполировала точки на 0,05 мкм (50 нм), проектную топологическую норму коммерческих технологий 2012 г. Как обсуждалось выше, длительность процессов SETs составляет 100…200 пс. График на Фиг. 2 подтверждает тот факт, что через одно или два поколения орбитальных систем микроэлектронной аппаратуры, в которой применяются ИМС с топологическими нормами меньше 0,35 мкм, эффекты SETs не будут затухать в пределах вентилей схем, а будут распространяться как обычные рабочие сигналы схемы. Это будет иметь серьезные, если не катастрофические последствия для схем последовательного доступа.

На Фиг. 3 приведена топология компоновки для схемы последовательного доступа (30). Схема (30) имеет первичный триггер (32), блок комбинационной логики (34) и вторичный триггер (36). На этой иллюстрации триггеры (32) и (36) реализуют функции D-триггеров. Данные первого триггера (32) обычно поступают на вход комбинационной логики по заднему фронту синхроимпульса, который вырабатывает схема синхронизации времени. С выхода комбинаторной логики (34) сигнал поддерживает вход второго триггера (36) в течение всего времени, пока не придет следующий задний фронт импульса синхронизации. По заднему фронту этого импульса второй триггер запоминает любые данные, поступившие к этому времени на его вход и выполняет изменение состояния с переходом в режим ожидания.

Если в это время в комбинаторную логику (34) попадает ТЗЧ и логика является пригодной для распространения переходного процесса, то в конечном итоге SET появляется на входе второго триггера (36), что может быть воспринято как полезный (истинный) сигнал. Который из этих двух, полезный или SET, будет запомнен, зависит от времени их поступления и заднего фронта синхросигнала.

Фиг. 4 демонстрирует временную диаграмму, иллюстрирующую соотношение во времени для случая, когда истинные данные игнорируются, а позитивные SET ошибочно поступают на вход второго триггера. На Фиг. 5 синхросигнал (50) и четыре различных сигнала SET (52-58) иллюстрируют четыре разных случая, когда сигнал SET может совпасть с задним фронтом сигнала времени (50).

Переходный процесс может быть некорректно интерпретирован как полезный сигнал и впоследствии запомнен в триггере, если он длиннее периода времени, установленного для времени переключения перед задним фронтом синхросигнала и времени удержания после заднего фронта импульса синхросигнала. На Фиг. 5 первый из серии сигналов SET (52) наблюдается до указанного интервала, и поэтому не может быть переключен во второй триггер. Следующий сигнал SET (58) наблюдается после этого интервала, и поэтому опять не дает результата в изменение состояния триггера. Однако, второй и третий сигналы SET (54) и (56) приходят с некоторым опережением или запаздыванием, соответственно, по отношению к сигналу переключения, что приводит к ошибочному запоминанию сигнала SET во втором триггере.

Рисунок Фиг. 6 показывает еще одну временную диаграмму, иллюстрирующую временное соотношение для других типов SET, которые вызывают запись неправильных данных в триггер. В этом случае SET наблюдаются в пределах синхросигнала. Рисунок Фиг. 6 демонстрирует сигнал данных (60), нормальный синхросигнал (62), и три различных синхросигнала (64-68), которые искажены SET (обозначены пунктирной линией для каждого случая).

Истинные данные (60) удовлетворяют временам установки и поддержания вблизи заднего фронта синхроимпульса в случае его корректной работы, как это соответствует сигналу (62). Синхросигнал (64) содержит отрицательный вклад от SET по линии тактового сигнала, которая смещает задний фронт синхросигнала в сторону опережения сигнала данных. В результате будет запомнено низкое значение «0» сигнала данных (60). Синхросигнал (66) демонстрирует промежуточное расположение сигнала «1» SET относительно сигнала «1» данных. Синхросигнал не вызывает проблем, так как он поступил и действует после данных высокого уровня и может быть запомнен, пока сигнал данных остается на уровне «1». Синхросигнал (68) содержит положительный SET вблизи заднего фронта сигнала данных (60). Синхросигнал (68) вызывает в триггере сохранение ошибочного сигнала низкого уровня в противоположность предварительно запомненному сигналу высокого уровня. Отметим, что не является проблемой совмещение SET с задним фронтом сигнала данных. Данные триггера могут быть искажены при любом состоянии сигнала на линии синхронизации, когда задний фронт импульса SET следует после заднего фронта сигнала данных.

Различные интенсивности отказов в схемах прямого доступа (т.е. SEU в триггерах и SET в комбинаторной логике) зависят от частоты синхросигналов [3]. Изменение состояния наблюдается в триггерах только тогда, когда частота низкая, и триггер находится в состоянии удержания. Т.к. синхросигнал соответствует менее 50% всего времени, то интенсивность SEU не зависит от частоты. Напротив, SET, которые создаются в комбинаторной логике, могут быть накоплены, если они по какому-нибудь входу триггера совпадут с задним фронтом синхросигнала, а число таких совпадений будет расти линейно с ростом частоты синхросигнала. Таким образом, интенсивность SEU не зависит от частоты синхросигнала, в то время, как интенсивность SET прямо пропорциональна частоте синхросигнала. Это соотношение в интенсивности ошибок может быть проиллюстрировано экспериментально с использованием импульсного лазерного облучения тестовых структур, когда измеряются различные интенсивности ошибок в зависимости от частоты синхросигналов [13].

Это соотношение интенсивности ошибок смешивает проблемы SET с проблемой сжатия топологического размера в технологии ИМС. Результат сжатия топологического размера и уменьшения времени задержки в затворе позволяет схемам работать с большими частотами синхросигналов. Поставляет вклад переходных ошибок в целую схему не только каждый комбинаторный вентиль (до тех пор, пока переходные процессы не затухают), но и увеличивается так же вероятность накопления (вследствие большей частоты синхросигнала).

Для данных, обрабатываемых в условиях воздействия SETs, необходимо ввести ограничения на механизмы моделирования процессов распространения электрического заряда [14] и разработки аналитических способов определения интенсивности ошибок в приборах с различным топологическим размером.

Наиболее близким к предлагаемому техническому решению (прототипом) является способ прогнозирования интенсивности сбоев от эффектов SEU/SEE в цифровой аппаратуре, основанный на принятии «концепции эффективности заряда» как меры эффективности радиационно-индуцированного заряда (РИЗ) [15]. Этот способ позволяет получить уточненные статистическими методами обработки экспериментальных данных отклонения от аппроксимирующей ступенчатой функции зависимости поперечного сечения сбоев от величины LET в области малых значений и получить оценки величины порогового значения LET_TH с использованием цифрового представления о характеристиках (figure merit = FOM) и значений, определенных из данных по поперечным сечениям или из симуляции в смешанном режиме: экспериментально полученной зависимости σ=f(LET) для ТЗЧ и данных по облучению импульсным лазерным излучением. Величину LET_TH используют для оценок значения сечения насыщения σ_SAT, критического флюенса ионов F_CRIT и интенсивности сбоев R.

Недостатком способа является то обстоятельство, что эффективность измерена для чувствительности к эффектам SEU в пределах одной ячейки структуры МОП. Кроме того, способ не предусматривает определение эквивалентных уровней ИИ импульсного источника гамма-рентгеновского излучения, что не позволяет использовать его для моделирования эффектов SEU/SEE на импульсных источниках гамма-нейтронного излучения, определения уровня бессбойной работы (УБР) и установления взаимнооднозначного соответствия между УБР и LET_TH.

Предложенное техническое решение основано на концепции сохранения уровня критического заряда, вызывающего эффекты SEU и SET, что позволяет распространить эту идеологию и на данные из спецификации полупроводниковых приборов и ИМС. Так для импульсных диодов и диодов СВЧ в спецификации на прибор прямо указана величина заряда переключения из одного логического состояния в другое. В спецификации на полупроводниковые приборы и ИМС приводят данные о временах переключения , токи переключения , напряжения в состоянии логических «0» и «1», V_0L и V_0H, соответственно. Эти данные могут быть использованы для вычисления величины критического заряда Q_C.

При пренебрежении этими процессами формирования критического заряда, возникает безусловная необходимость применения технологии подавления ошибок, вызванных SEU и SET.

Предложенное техническое решение имеет отношение к ИМС, в частности, как к схемам последовательной логики (SL), так и к схемам комбинаторной (комбинационной) логики (CL).

Техническим результатом изобретений является повышение достоверности оценки стойкости цифровой электронной аппаратуры к воздействию ИИ, в частности, оценки уровня бессбойной работы (УБР) и соответствующей ему величины TID, путем обеспечения независимо от условий облучения однозначной связи между результатами испытаний на моделирующих импульсные ИИ установках, результатами имитационного моделирования, в том числе с использованием импульсного лазерного излучения, и данных спецификаций на ППП и ИМС о динамических параметрах.

Технический результат достигается путем сопоставления и конверсии различных данных по стойкости к дозовым эффектам при статическом или импульсном облучении на МУ, по стойкости к эффектам мощности дозы при импульсном облучении на МУ, по стойкости к воздействию импульсного лазерного излучения при ИМ эффектов мощности дозы, по стойкости к низкоинтенсивному излучению факторов КП и по данным спецификаций о динамических параметрах ППП и ИМС на основе общей концепции, основанной на представлении о равенстве величин критического заряда Q_C, который вызывает в чувствительном объеме ν_S возникновение сторонних токов, вызывающих эффекты SEU и SET в цифровых электронных схемах.

Данная задача решается созданием вариантов способа оценки стойкости цифровой электронной аппаратуры к воздействию ионизирующих излучений на основе предложенной концепции.

Поставленная задача (вариант 1) решается тем, что для определения уровня бессбойной работы (УБР) блока или всего устройства радиоэлектронной аппаратуры (РЭА), в целом, содержащей в своем составе цифровые интегральные микросхемы (ИМС), по результатам экспериментальных исследований на моделирующих установках (МУ), в известном способе оценки стойкости цифровой электронной аппаратуры к воздействию ИИ путем использования экспериментально полученных данных при моделировании РИЗ в БИС/СБИС технологии КМОП/КНД с использованием генерации сторонних токов от импульсных источников ионизирующего излучения (ИИИ), в качестве которых используют сопутствующее гамма-излучение импульсного ядерного ректора (ИЯР) или гамма-рентгеновское излучение электрофизических установок (ЭФУ) (линейных импульсных ускорителей и/или рентгеновских установок) и от воздействия ТЗЧ космического пространства, затем с использованием соответствующих значений коэффициентов относительной эффективности между эквивалентной дозой D_RS гамма-рентгеновского излучения со спектром RS (Radiation Stress) и ионов (ТЗЧ), определяют величину эквивалентной дозы D_RS и по известной длительности импульса ИИ τ_P определяют УБР.

Кроме того, для определения поперечного сечения сбоев цифрового устройства, анализируют структурную схему радиоэлектронного устройства, определяют величины отдельных парциальных поперечных сечений сбоев для каждого цифрового элемента схемы, суммарное поперечное сечение σ_Σ для однотипных элементов последовательной и комбинационной логики, усредненное поперечное сечение σ_D для элементов последовательной и комбинационной логики, полное сечение σ_TOT для всего цифрового устройства.

Кроме того, для сокращения числа испытаний, величину полного поперечного сечения сбоев вводят с учетом числа цифровых бистабильных триггеров DFF.

Кроме того, для сокращения числа испытаний на установках, моделирующих воздействие ТЗЧ, для определения единичного сечения сбоев σ_e для однотипных элементов схемы, для большинства практических случаев интенсивность сбоев определяют с использованием аппроксимирующего выражения для поперечного сечения насыщения σ_SAT=ab, (a, b>с) и критического порогового значения линейной передачи энергии (массовых потерь) LET TH RS = Q C / c , в , где c - толщина полупроводниковой пластины, а и b - размеры чипа структуры, в мкм, а Q_C - величина критического радиационно-индуцированного (РИЗ), вызывающего сбои в работе логических устройств.

Кроме того, для учета частотной зависимости эффектов SEU в комбинационной логике, величину парциального сечения сбоев однотипных элементов комбинационной логики вводят с учетом тактовой частоты (частоты синхронизации).

Кроме того, для учета частотной зависимости эффектов SEU в элементах комбинационной и последовательной логики, для учета зависимости поперечного сечения сбоев для однотипных элементов комбинационной логики от частоты синхронизации на аппроксимирующей зависимости поперечного сечения сбоев для однотипных элементов комбинационной логики определяют по заданной частоте синхроимпульсов и , в , величину сечения сбоев для однотипных элементов последовательной логики определяют с использованием соотношения

Кроме того, для унификации результатов оценки чувствительности к эффектам SEU элементов комбинационной и последовательной логики, для определения суммарного поперечного сечения сбоев для элементов последовательной и комбинационной логик поперечное сечение сбоев σ_SL для элементов последовательной логики определяют из , где - парциальное поперечное сечение ошибок i-го элемента, и поперечное сечение сбоев σ_CL для элементов комбинационной логики определяют , где - парциальное поперечное сечение ошибок j-го элемента, суммарное сечение ошибок схемы последовательной логики σ_Σ находят с использованием соотношения

где: a _CL - процентный состав схем комбинаторной логики; DFF - число фиксирующих элементов (триггеров) в схеме, а полное сечение сбоев в схеме определяют с использованием соотношения

Кроме того, что для получения результата оценки эквивалентной дозы для эталонного спектра нуклидного источника Co⁶⁰, исходя из спектра линейной передачи энергии , чувствительного объема ν_S типовой транзисторной структуры отдельного цифрового элемента и максимального значения величины пространственной диагонали s_MAX (хорды) чувствительного объема, определяют пороговое значение линейной передачи энергии LET_TH и величину интенсивности сбоев , определяют КОЭ RDEF ION RS = Co 60 для порогового значения LET_TH и полной поглощенной дозы TID эквивалентного источника гамма-квантов Co⁶⁰ со средней энергией квантов RS=1,25 МэВ и определяют величину TID.

Кроме того, для оценки интенсивности сбоев от эффектов SEU, для получения экспериментальной зависимости поперечного сечения сбоев блоков РЭА или ИМС от LET вида , на соответствующей МУ, воспроизводящей пучки ионов (ТЗЧ), выполняют облучение объектов исследования в диапазоне заданных флюенсов ТЗЧ из спектра LET вида , где dN/dE - распределение числа ТЗЧ по энергиям, определяют чувствительный объем ν_S транзисторной гетероструктуры, в котором формируется критический заряд Q_C, определяют максимальный размер хорды s_MAX (пространственной диагонали) в модели чувствительного объема (ЧО) в виде параллелепипеда (Rectangular Parallel Piped = RPF) из s²=a ²+b²+с², где a=b=L