Устройство для передачи и приема сигнала и способ передачи и приема сигнала

Устройство для передачи и приема сигнала и способ передачи и приема сигнала

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Область Техники, к которой относится Изобретение

Настоящее изобретение относится к способу для передачи и приема сигнала и устройству для передачи и приема сигнала, а более конкретно – к способу для передачи и приема сигнала и устройству для передачи и приема сигнала, которые способны к улучшению эффективности передачи данных.

Предшествующий Уровень Техники

По мере того, как развивалась цифровая широковещательная технология, пользователи получили движущееся изображение высокой четкости (HD). С непрерывным развитием алгоритма сжатия и высокой производительностью аппаратного обеспечения лучшее окружение будет предоставляться пользователям в будущем. Система цифрового телевидения (DTV) может принимать цифровой широковещательный сигнал и предоставлять пользователям множество дополнительных услуг, равно как и видео сигнал и звуковой сигнал.

Цифровое Видеовещание (DVB)-C2 является третьей спецификацией для присоединения к семейству передающих систем DVB второго поколения. Разработанная в 1994 году, сегодня DVB-C развернута в более, чем 50 миллионов кабельных тюнеров по всему миру. В одном ряду с другими DVB системами второго поколения, DVB-C2 использует комбинацию кодов с малой плотностью проверок на четность (LDPC) и BCH-кодов. Эта мощная Упреждающая Коррекция Ошибок (FEC) обеспечивает улучшение, примерно, на 5 дБ отношения сигнал-шум через DVB-C. Подходящие схемы перемежения битов оптимизируют суммарную устойчивость системы с FEC. Надстроенные заголовком, эти кадры называются Каналы Физического Уровня (PLP). Один или более из этих PLP мультиплексируются в срез данных. Двумерное перемежение (в областях определения времени и частоты) применяется к каждому слою, обеспечивая приемник возможностью устранять воздействие спонтанных искажений и частотно-избирательной интерференции, такой как отдельные внешние наводки частоты.

Сущность Изобретения

Техническая Задача

С развитием этих цифровых широковещательных технологий требования к услуге, такой как видеосигнал и аудиосигнал, увеличились, и объем данных, требуемых пользователям, или количество широковещательных каналов постепенно увеличились.

Техническое Решение

Соответственно, настоящее изобретение направлено на способ передачи и приема сигнала и на устройство для передачи и приема сигнала, которые существенно устраняют одну или более проблем, обусловленных ограничениями и недостатками предшествующего уровня техники.

Задачей настоящего изобретения является предоставление способа передачи широковещательного сигнала приемнику, содержащего: отображение битов данных заголовка в символы данных заголовка и битов данных в символы данных; компоновку, по меньшей мере, одного среза данных на основании символов данных; перемежение по времени символов данных на уровне среза данных; компоновку кадра сигнала на основании символов данных заголовка и среза данных, причем символы данных заголовка содержат сигнальную информацию уровня 1 (L1) для передачи сигналов среза данных; модулирование скомпонованного кадра сигнала способом Мультиплексирования с Ортогональным Разделением Частот (OFDM); и передачу модулированного кадра сигнала.

Другой аспект настоящего изобретения предоставляет способ приема широковещательного сигнала, содержащий: демодуляцию принятого сигнала с применением способа Мультиплексирования с Ортогональным Разделением Частот (OFDM); получение кадра сигнала из демодулированных сигналов, причем кадры сигнала содержат символы заголовка и символы данных, причем символы заголовка несут сигнальную информацию первого уровня (L1), и причем символы данных разделены на, по меньшей мере, один срез данных; обратное перемежение символов данных по частоте на уровне среза данных; обратное отображение обратно перемеженных по времени символов данных в биты; и декодирование данных битов посредством декодирующей схемы с Малой Плотностью Проверок на Четность (LDPC).

Еще один аспект настоящего изобретения предоставляет передатчик передачи широковещательного сигнала приемнику, причем передатчик содержит: блок отображения, сконфигурированный с возможностью отображения битов данных заголовка в символы данных заголовка и битов данных в символы данных; компоновщик среза данных, сконфигурированный с возможностью компоновки, по меньшей мере, одного среза данных на основании символов данных; перемежитель по времени, сконфигурированный с возможностью перемежения символов данных по времени на уровне среза данных; компоновщик кадра, сконфигурированный с возможностью компоновки кадра сигнала на основании символов данных заголовка и среза данных, причем символы данных заголовка содержат сигнальную информацию уровня 1 (L1) для передачи сигналов среза данных; модулятор, сконфигурированный с возможностью модулирования скомпонованного кадра сигнала способом Мультиплексирования с Ортогональным Разделением Частот (OFDM); и блок передачи, сконфигурированный с возможностью передачи модулированного кадра сигнала.

Еще один аспект настоящего изобретения предоставляет приемник для приема широковещательного сигнала, причем приемник содержит: демодулятор, сконфигурированный с возможностью демодулировать принятый сигнал путем использования способа Мультиплексирования с Ортогональным Разделением Частот (OFDM); анализатор кадра, сконфигурированный с возможностью получать кадр сигнала из демодулированных сигналов, причем кадр сигнала содержит символы заголовка и символы данных, при этом символы заголовка имеют сигнальную информацию первого уровня (L1), причем символы данных разделены на, по меньшей мере, один срез данных; обратный перемежитель по частоте, сконфигурированный с возможностью обратного перемежения символов данных по частоте на уровне данного среза данных; блок обратного отображения, сконфигурированный с возможностью обратного отображения обратно перемеженных по времени символов данных в биты; и декодер, сконфигурированный с возможностью декодирования данных битов посредством декодирующей схемы с Малой Плотностью Проверок на Четность (LDPC).

Краткое описание чертежей

Сопровождающие чертежи, которые включены для предоставления дальнейшего понимания данного изобретения и присоединены, и составляют часть этой заявки, иллюстрируют вариант(ы) осуществления данного изобретения и совместно с описанием служат для объяснения принципа данного изобретения. На чертежах:

Фиг.1 изображает пример 64-квадратурной Амплитудной Модуляции (КАМ, QAM), используемой в европейском DVB-T.

Фиг.2 изображает способ Двоичного Рефлексного Кода Грэя (ДРКГ, BRGC).

Фиг.3 изображает вывод, близкий к Гауссовскому, путем изменения 64-QAM, используемой в DVB-T.

Фиг.4 представляет расстояние Хэмминга между рефлексивной парой в BRGC.

Фиг.5 изображает характеристики в QAM, в которой Рефлексивная Пара существует для каждой оси I и оси Q.

Фиг.6 изображает способ модификации QAM с применением Рефлексивной Пары из BRGC.

Фиг.7 изображает пример модифицированной 64/256/1024/4096-QAM.

Фиг.8-9 изображают пример модифицированной 64-QAM с использованием Рефлексивной Пары из BRGC.

Фиг.10-11 изображают пример модифицированной 256-QAM с использованием Рефлексивной Пары из BRGC.

Фиг.12-13 изображают пример модифицированной 1024-QAM с использованием Рефлексивной Пары из BRGC(0~511).

Фиг.14-15 изображают пример модифицированной 1024-QAM с использованием Рефлексивной Пары из BRGC(512~1023).

Фиг.16-17 изображают пример модифицированной 4096-QAM с использованием Рефлексивной Пары из BRGC(0~511).

Фиг.18-19 изображают пример модифицированной 4096-QAM с использованием Рефлексивной Пары из BRGC(512~1023).

Фиг.20-21 изображают пример модифицированной 4096-QAM с использованием Рефлексивной Пары из BRGC(1024~1535).

Фиг.22-23 изображают пример модифицированной 4096-QAM с использованием Рефлексивной Пары из BRGC(1536~2047).

Фиг.24-25 изображают пример модифицированной 4096-QAM с использованием Рефлексивной Пары из BRGC(2048~2559).

Фиг.26-27 изображают пример модифицированной 4096-QAM с использованием Рефлексивной Пары из BRGC(2560~3071).

Фиг.28-29 изображают пример модифицированной 4096-QAM с использованием Рефлексивной Пары из BRGC(3072~3583).

Фиг.30-31 изображают пример модифицированной 4096-QAM с использованием Рефлексивной Пары из BRGC(3584~4095).

Фиг.32 изображает пример отображения битов модифицированной QAM, где 256-QAM модифицирована с применением BRGC.

Фиг.33 изображает пример преобразования MQAM в неоднородную совокупность.

Фиг.34 изображает пример цифровой системы передачи.

Фиг.35 изображает пример входного процессора.

Фиг.36 изображает информацию, которая может включаться в базовой полосе частот (ВВ).

Фиг.37 изображает пример BICM.

Фиг.38 изображает пример укороченного/проколотого кодера.

Фиг.39 изображает пример применения различных совокупностей.

Фиг.40 изображает другой пример случаев, где учитывается совместимость между общепринятыми системами.

Фиг.41 изображает структуру кадра, которая содержит заголовок для сигнализации L1 и символ данных для PLP-данных.

Фиг.42 изображает пример построителя кадров.

Фиг.43 изображает пример направляющей вставки (404), показанной на фиг.4.

Фиг.44 изображает структуру SP.

Фиг.45 изображает новую структуру SP или Шаблон Пилот-сигнала (PP) 5.

Фиг.46 изображает предложенную структуру PP5’.

Фиг.47 показывает соотношение между символом данных и заголовком.

Фиг.48 показывает другое соотношение между символом данных и заголовком.

Фиг.49 изображает пример профиля задержки кабельного канала.

Фиг.50 изображает структуру рассеянного пилот-сигнала, который использует z=56 и z=112.

Фиг.51 изображает пример модулятора, основанного на OFDM.

Фиг.52 изображает пример структуры заголовка.

Фиг.53 изображает пример декодирования заголовка.

Фиг.54 изображает процесс для проектирования более оптимизированного заголовка.

Фиг.55 изображает другой пример структуры заголовка.

Фиг.56 изображает другой пример декодирования заголовка.

Фиг.57 изображает пример структуры заголовка.

Фиг.58 изображает пример декодирования L1.

Фиг.59 изображает пример аналогового процессора.

Фиг.60 изображает пример системы цифрового приемника.

Фиг.61 изображает пример аналогового процессора, используемого в приемнике.

Фиг.62 изображает пример демодулятора.

Фиг.63 изображает пример анализатора кадра.

Фиг.64 изображает пример демодулятора BICM.

Фиг.65 изображает пример LDPC декодирования с применением укорачивания/выкалывания.

Фиг.66 изображает пример выходного процессора.

Фиг.67 изображает пример частоты повторения блока L1 8 МГц.

Фиг.68 изображает пример частоты повторения блока L1 8 МГц.

Фиг.69 изображает новую частоту повторения блока L1 7,61 МГц.

Фиг.70 изображает пример сигнализации L1, которая передается в заголовке кадра.

Фиг.71 изображает результат моделирования Структуры заголовка и L1.

Фиг.72 изображает пример перемежителя символов.

Фиг.73 изображает пример передачи блока L1.

Фиг.74 изображает другой пример сигнализации L1, передаваемой в заголовке кадра.

Фиг.75 изображает пример частотного или временного перемежения/обратного перемежения.

Наилучший Вариант Осуществления Данного Изобретения

Теперь будет сделана подробная ссылка на предпочтительные варианты осуществления настоящего изобретения, примеры которых проиллюстрированы на сопроводительных чертежах. Везде, где это возможно, одинаковые номера позиций будут использоваться по всем чертежам для обозначения одинаковых или подобных частей.

В нижеследующем описании термин «услуга» указывает на любые широковещательные содержания, которые могут быть переданы/приняты устройством передачи/принятия сигнала.

Квадратурная амплитудная модуляция (QAM), использующая Двоичный Рефлексный Код Грэя (BRGC), используется в качестве модуляции в широковещательной передающей среде, где используется обычная Модуляция, Кодируемая Перемежением Битов (КПБМ, Bit Interleaved Coded Modulation, BICM). Фиг.1 показывает пример 64-QAM, используемой в европейском DVB-T.

BRGC может быть выработан с применением способа, показанного на фиг.2. n-битовый BRGC может быть образован добавлением перевернутого кода n-1 –битного BRGC (т.е., отраженного кода) позади n-1-ого бита, путем добавления нулей спереди к изначальному n-1 –битному BRGC и путем добавления единиц спереди к отраженному коду. BRGC код, образованный этим способом, имеет расстояние Хэмминга между соседними кодами, равное единице (1). В дополнение, когда BRGC применяется к QAM, расстояние Хэмминга между точкой и теми четырьмя точками, которые наиболее близко примыкают к данной точке, равно единице (1), а расстояние Хэмминга между данной точкой и другими четырьмя точками, которые являются вторыми наиболее близко прилегающими к данной точке, равно двум (2). Такие характеристики расстояний Хэмминга между некой конкретной точкой совокупности и другими прилегающими точками могут быть названы, как правило, соответствия Грэя в QAM.

Для того, чтобы сделать систему устойчивой по отношению к Аддитивному Белому (Гауссовскому) Шуму (AWGN), распределение сигналов, переданных с передатчика, может быть сделано близким к Гауссовскому распределению. Чтобы быть в состоянии сделать это, местоположения точек в совокупности могут быть модифицированы. Фиг.3 изображает выход, приближенный к Гауссовскому, путем модифицирования 64-QAM, используемой в DVB-T. Такая совокупность может быть названа неоднородной QAM (NU-QAM).

Для создания совокупности Неоднородного QAM может использоваться Гауссовская Кумулятивная функция распределения (CDF). В случае 64, 256 или 1024 QAM, т.е., 2^N амплитудных модуляций, QAM может быть разделена на два независимых N-PAM. Путем деления гауссовской CDF на N секций одинаковой вероятности и допуская, что сигнальная точка в каждой секции представляет данную секцию, может быть получена совокупность, имеющая гауссовское распределение. Другими словами, координата xj недавно определенной Неоднородной N-PAM может определяться следующим образом:

(Уравнение 1)

Фиг.3 изображает пример преобразования 64QAM из DVB-T в NU-64QAM с применением вышеприведенных способов. Фиг.3 представляет собой результат изменения координат каждой оси I и оси Q с применением вышеприведенных способов и отображения точек предыдущей совокупности на переопределенные координаты. В случае 32, 128, или 512 QAM, т.е., перекрестной QAM, которая не равна 2^N QAM, новые координаты могут быть найдены путем соответствующего изменения Pj.

Один вариант настоящего изобретения может модифицировать QAM, используя BRGC с применением характеристик BRGC. Как показано на фиг.4, расстояние Хэмминга между Рефлексивной Парой в BRGC равно единице, поскольку она отличается только в одном бите, который добавлен вначале каждого кода. Фиг.5 показывает характеристики в QAM, в которой Рефлексивная Пара существует для каждой оси I и оси Q. На этом чертеже Рефлексивная Пара существует на каждой стороне от пунктирной черной линии.

Путем использования Рефлексивных Пар, существующих в QAM, средняя мощность совокупности QAM может быть понижена при сохранении правила отображения Грэя в QAM. Другими словами, в совокупности, в которой средняя мощность нормализована на 1, минимальное Евклидово расстояние в данной совокупности может быть увеличено. Когда эта измененная QAM применяется к широковещательной или коммуникационной системам, возможно реализовать либо более помехоустойчивую систему, используя ту же энергию, что и в обычной системе, либо систему с такой же производительностью, что и обычная система, но которая использует меньше энергии.

Фиг.6 показывает способ модификации QAM с применением Рефлексивной Пары из BRGC. Фиг.6а показывает совокупность и фиг.6b показывает блок-схему для модификации QAM с применением Рефлексивной Пары из BRGC. Сначала нужно найти результирующую точку, которая имеет наивысшую мощность среди точек совокупности. Точками-кандидатами являются точки, в которых та результирующая точка может перемещаться, и являются ближайшими соседними точками Рефлексивной Пары результирующей точки. Затем среди точек-кандидатов нужно найти свободную точку (т.е., точку, которая еще не занята другими точками), имеющую наименьшую мощность, и мощность результирующей точки и мощность точки-кандидата сравниваются. Если мощность точки-кандидата меньше, результирующая точка перемещается в точку-кандидат. Эти процессы повторяются до тех пор, пока средняя мощность точек в совокупности не достигнет минимума, при сохранении правила отображения Грея.

Фиг.7 показывает пример модифицированной 64/256/1024/4096-QAM. Полученные отображением Грея значения соответствуют фиг. 8-31, соответственно. В дополнение к этим примерам могут быть реализованы другие типы модифицированной QAM, которые делают возможным идентичную оптимизацию мощности. Причина состоит в том, что результирующая точка может перемещаться во множество точек-кандидатов. Предложенная измененная QAM может применяться не только к 64/256/1024/4096-QAM, но также к перекрестной QAM, QAM большего размера, или модуляциям, использующим другие BRGC, отличные от QAM.

Фиг.32 показывает пример отображения битов модифицированной QAM, где 256-QAM модифицирована с применением BRGC. Фиг. 32a и фиг.32b показывают отображение Наиболее Важных Битов (MSB). Точки, обозначенные как заполненные окружности представляют отображения единиц, а точки, обозначенные как пустые окружности представляют собой отображения нулей. Таким же образом, каждый бит отображается, как показано на фиг.32(а)-(h), до тех пор, пока наименее важные биты (LSB) не отображены. Как показано на фиг.32, измененная QAM может сделать возможным выбор бита с использованием только оси I и Q, как и обычная QAM, за исключением бита, который находится рядом с MSB (Фиг.32c и Фиг.32d). С использованием этих характеристик простой приемник может быть изготовлен путем частичного изменения приемника для QAM. Эффективный приемник может быть реализован путем проверки обоих значений, I и Q, только при определении бита непосредственно рядом с MSB и вычислением только I или Q для остальных битов. Этот способ может применяться для Приблизительного LLR, Точного LLR или Неоднозначной альтернативы.

Путем использования модифицированной QAM или MQAM, которая использует характеристики вышеприведенного BRGC, Неоднородная совокупность, или NU-MQAM может быть создана. В вышеприведенном уравнении, где используется гауссовская CDF, Pj может быть модифицирована, чтобы соответствовать MQAM. Точно так же, как и для QAM, в MQAM могут быть рассмотрены две Импульсно-Амплитудные Модуляции (PAMs), имеющие ось I и ось Q. Однако, в отличие от QAM, в которой число точек, соответствующих значению каждой оси PAM, идентично, число точек меняется в MQAM. Если число точек, которое соответствует j-му значению PAM, определяется как nj для MQAM, в которой существуют всего M точек совокупности, тогда Pj может определяться следующим образом:

(Уравнение 2)

Путем использования недавно определенной Pj, MQAM может быть трансформировано в Неоднородную совокупность. Pj может определяться для случая 256-MQAM следующим образом.

Фиг. 33 представляет собой пример трансформации MQAM в Неоднородную совокупность. NU-MQAM, изготовленная с применением этих способов, может сохранять характеристики MQAM приемников с модифицированными координатами каждой PAM. Таким образом, может быть реализован эффективный приемник. В дополнение, может быть реализована более помехоустойчивая система, чем предыдущие NU-QAM. Для более эффективной широковещательной передающей системы возможно создание гибрида MQAM и NU-MQAM. Другими словами, более помехоустойчивая система может быть реализована с применением MQAM для среды, в которой используется код коррекции ошибок с высокой кодовой скоростью, и с применением NU-MQAM в противном случае. Для такого случая передатчик может предоставить приемнику информацию кодовой скорости кода коррекции ошибок, используемого в текущее время, и тип модуляции, используемый в текущее время, так, чтобы приемник мог осуществить демодуляцию в соответствии с используемой в текущий момент модуляцией.

Фиг.34 показывает пример цифровой системы передачи. Входные сигналы могут содержать несколько потоков MPEG-TS или Транспортных Потоков Общего Назначения (GSE streams). Модуль 101 процессора входного сигнала может добавлять параметры передачи к входящему потоку и выполнить составление графика для модуля 102 BICM. Модуль 102 BICM может добавлять данные надежности и перемежения для коррекции ошибок передающего канала. Компоновщик 103 кадра может скомпоновать кадры путем добавления сигнальной информации физического уровня и пилот-сигналов. Модулятор 104 может выполнять модуляцию на входящих символах эффективными способами. Аналоговый процессор 105 может выполнять различные процессы для конвертации входящих цифровых сигналов в исходящие аналоговые сигналы.

Фиг.35 показывает пример процессора входящего сигнала. Входящие MPEG-TS или GSE потоки могут быть трансформированы процессором входящих сигналов во всего n потоков, которые будут обрабатываться независимо. Каждый из тех потоков может быть либо завершенным TS кадром, который включает компоненты множества услуг, либо минимальным TS кадром, который включает компонент услуги (т.е., видео или аудио). В дополнение, каждый из тех потоков может быть GSE потоком, который передает либо множество услуг, либо единственную услугу.

Модуль 202-1 входного интерфейса может выделять некое число входящих битов, равное максимальной емкости поля данных кадра основной полосы частот (Baseband, BB). Могут быть вставлены незначащие пробелы для заполнения всей емкости блока LDPC/BCH кода. Модуль 203-1 синхронизации входящего потока может предоставлять механизм для восстановления в приемнике информации синхронизации несущего потока (или инкапсулированного потока общего назначения), для того чтобы гарантировать постоянные от начала до конца частоты битов и задержку.

Для того, чтобы позволить несущему потоку рекомбинировать в приемнике без запрашивания дополнительной памяти, входящие транспортные потоки задерживаются компенсаторами 204-1~n задержек, принимая в расчет чередующиеся параметры PLP данных в группе и соответствующий общий PLP. Модули 205-1~n удаления нулевых пакетов могут увеличить эффективность передачи путем устранения вставленного нулевого пакета для случая сервиса с переменным битрэйтом (VBR). Кодирующие модули 206-1~n Циклического Контроля Четности с избыточностью (CRC) могут добавлять четность CRC, чтобы увеличить надежность передачи BB фрейма. Модули 207-1~n вставки BB заголовка могут добавлять BB заголовок кадра в начальной части BB фрейма. Информация, которая может быть включена в BB заголовок, показана на фиг.36.

Модуль 208 слияния/нарезки может выполнять нарезание BB кадров из каждого PLP, объединение BB кадров из множества PLP и составление очередности каждого BB кадра внутри кадра передачи. Следовательно, модуль 208 слияния/нарезки может выдавать сигнальную информацию L1, которая относится к размещению PLP в кадре. Наконец, модуль 209 BB скремблера может рандомизировать входящие потоки битов, чтобы минимизировать корреляцию между битами внутри потоков битов. Затененные модули на фиг.35 являются модулями, используемыми, когда передающая система использует единственный PLP, другие модули на фиг.35 являются модулями, используемыми, когда передающее устройство использует множество PLP.

Фиг.37 показывает пример модуля BICM. Фиг.37а показывает тракт данных, а фиг.37b показывает L1 тракт модуля BICM. Модуль 301 внешнего кодера и модуль 303 внутреннего кодера могут добавить устойчивости входящим потокам битов для коррекции ошибок. Модуль 302 внешнего перемножителя и модуль 304 внутреннего перемножителя могут перемежать биты для предотвращения пакетной ошибки. Модуль 302 внешнего перемножителя может быть опущен, если данный BICM является специфически для DVB-C2. Модуль 305 демультиплексирования битов может контролировать достоверность каждого бита, выведенного из модуля 304 внутреннего перемножителя. Модуль 306 блока отображения символов может отображать входные потоки битов в потоки символов. В настоящее время возможно использовать любую из обычной QAM, MQAM, которая использует вышеупомянутый BRGC для улучшения производительности, NU-QAM, которая использует Неоднородную модуляцию, или NU-MQAM, которая использует BRGC для улучшения производительности с применением Неоднородной модуляции. Для конструирования системы, которая более устойчива против шума, могут быть рассмотрены комбинации модуляций, использующих MQAM и/или NU-MQAM, в зависимости от кодовой скорости кода коррекции ошибок и емкости совокупности. В настоящее время модуль 306 блока отображения символов может использовать правильную совокупность в соответствии со скоростью кода коррекции ошибок и емкостью совокупности. Фиг.39 показывает пример таких комбинаций.

Случай 1 показывает пример использования только NU-MQAM при низкой кодовой скорости для упрощенной реализации системы. Случай 2 показывает пример использования оптимизированной совокупности при каждой кодовой скорости. Передатчик может посылать информацию о кодовой скорости кода коррекции ошибок и емкости совокупности приемнику, таким образом, чтобы приемник мог использовать подходящую совокупность. Фиг.40 показывает другой пример случаев, в которых совместимость между обычными системами учитывается. В дополнение к данным примерам возможны дальнейшие комбинации для оптимизации данной системы.

Модуль 307 вложения ModCod-Заголовка, показанный на фиг.37 может принимать информацию обратной связи Адаптивного кодирования и модуляции (ACM)/Переменного кодирования и модуляции (VCM) и добавлять информацию параметра, используемую в кодировании и модуляции к блоку FEC в качестве заголовка. Данный заголовок типа модуляции/кодовой скорости (ModCod) может включать следующую информацию:

* Тип FEC (1 бит) – длинный или короткий LDPC

* Кодовую скорость (3 бита)

* Модуляцию (3 бита) – вплоть до 64К QAM

* Идентификатор PLP (8 бит).

Модуль 308 перемножителя символов может выполнять перемежение в области символов для получения дополнительных эффектов перемежения. Аналогичные процессы, выполняемые в тракте данных, могут выполняться в тракте сигнализации L1, но, возможно, с другими параметрами (301-1~308-1). На этом этапе для внутреннего кода может использоваться модуль (303-1) укороченного/выколотого кода.

Фиг.38 показывает пример LDPC кодирования с использованием укорачивания/прокалывания. Процесс укорачивания может выполняться на входящих блоках, которые имеют меньше битов, чем требуемое число битов для LDPC кодирования, поскольку много нулевых битов, требуемых для LDPC кодирования, могут быть заполнены незначащей информацией (301c). Заполненные нулями входные потоки битов могут иметь биты четности посредством LDPC кодирования (302с). В это время для потоков битов, которые соответствуют первоначальным потокам битов, нули могут быть убраны (303с), а для потоков битов четности может быть выполнено прокалывание (304с) в соответствии с кодовыми скоростями. Эти потоки битов обработанной информации и потоки битов четности могут мультиплексироваться в первоначальные последовательности и выдаваться (305c).

Фиг.41 показывает структуру кадра, которая содержит заголовок для сигнализации L1 и символ данных для PLP данных. Можно увидеть, что символы заголовка и данных генерируются циклически, с использованием одного кадра в качестве единицы. Символы данных содержат PLP тип 0, который передается с применением фиксированной модуляции/кодирования, и PLP тип 1, который передается с применением переменной модуляции/кодирования. Для PLP тип 0 информация, такая как модуляция, тип FEC и кодовая скорость FEC, передаются в заголовке (см. фиг.42, вставка 401 заголовка кадра). Для PLP тип 1 соответствующая информация может передаваться в заголовке FEC блока символа данных (см. фиг.37, вставка 307 ModCod заголовка). Путем разделения типов PLP, издержки ModCod может быть сокращен на 3-4% от полной скорости передачи, для PLP тип 0, который передается на фиксированной битовой скорости. В приемнике, для фиксированных модуляции/кодирования PLP типа 0 блок r401 удаления заголовка кадра, показанный на фиг.63, может извлекать информацию о Модуляции и скорости FEC кода и предоставлять извлеченную информацию декодирующему BICM модулю. Для переменных модуляции/кодирования PLP типа 1 модули r307 и r307-1 извлечения ModCod, показанные на фиг.64, могут извлекать и предоставлять параметры, необходимые для BICM декодирования.

Фиг.42 показывает пример компоновщика кадров. Модуль 401 вставки заголовка кадра может формировать кадр из входящих потоков символов и может добавлять заголовок кадра в начале каждого передаваемого кадра. Заголовок кадра может включать следующую информацию:

* Число привязанных каналов (4 бита)

* защитный интервал (2 бита)

* PAPR (2 бита)

* пилотный шаблон (2 бита)

* идентификация Цифровой Системы (16 бит)

* идентификация кадра (16 бит)

* число длины кадра (16 бит) символов Мультиплексирования с Ортогональным Разделением Частот (OFDM) на кадр

* число длины суперкадра (16 бит) кадров в суперкадре

* число PLP (8 бит)

* для каждого PLP

идентификация PLP (8 бит)

идентификатор привязки канала (4 бита)

начало PLP (9 бит)

тип PLP (2 бита) обычный PLP или другие

тип полезной нагрузки PLP (5 бит)

тип МС (1 бит) – фиксированные или переменные модуляция и кодирование

если тип МС==фиксированные модуляция и кодирование

тип FEC (1 бит) – длинный или короткий LDPC

кодовая скорость (3 бита)

Модуляция (3 бита) – вплоть до 64К QAM

конец «если»;

Число каналов с частотной впадиной (2 бита)

Для каждого канала с частотной впадиной

Начало частотной впадины (9 битов)

Ширина частотной впадины (9 битов)

Конец «для»;

Ширина PLP (9 битов) – максимальное число FEC блоков PLP

Тип временного перемежения PLP (2 бита)

Конец «для»;

* CRC-32 (32 бита)

Среда со связанными каналами предполагается для L1 информации, передаваемой в заголовке Кадра, а данные, которые соответствуют каждому срезу данных, определяются как PLP. Следовательно, информация, такая как PLP идентификатор, идентификатор привязки канала и начальный адрес PLP, требуется для каждого канала, используемого в связке. Один вариант осуществления этого изобретения предлагает передачу ModCod поля в FEC заголовке кадра, если тип PLP поддерживает переменные модуляцию/кодирование, и передачу ModCod поля в заголовке Кадра, если тип PLP поддерживает фиксированные модуляцию/кодирование, чтобы понизить издержки сигнализации. В дополнение, если для каждого PLP существует полоса с частотной впадиной, то путем передачи адреса начала данной частотной впадины и ее ширины, декодирование соответствующих несущих в приемнике может стать необязательным.

Фиг. 43 показывает пример Пилотного Шаблона 5 (PP5), применяемого в среде со связанными каналами. Как показано, если SP позиции совпадают с позициями пилот-сигнала заголовка, может появиться нерегулярная структура пилот-сигнала.

Фиг. 43а показывает пример модуля 404 вставки пилот-сигнала, как показано на фиг.42. Как представлено на фиг.43, если используется единственная частотная полоса (например, 8 МГц), то доступная полоса пропускания равна 7,61 МГц, но если связаны множество частотных полос, защитные полосы могут быть убраны, таким образом, частотная эффективность может значительно возрасти. Фиг.43b является примером модуля 504 вставки заголовка, как показано на фиг.51, который передается в передней части, и, даже со связанными каналами, заголовок имеет частоту повторений, равную 7,61 МГц, что является полосой пропускания блока L1. Это является структурой, учитывающей полосу пропускания тюнера, который выполняет первоначальное сканирование каналов.

Пилотные Шаблоны существуют для символов как Заголовка, так и Данных. Для символа данных могут использоваться шаблоны рассеянного пилот-сигнала (SP). Пилотный Шаблон 5 (PP5) и Пилотный Шаблон 7 (PP7) из T2 могут быть хорошими кандидатами для только частотной интерполяции. PP5 имеет x=12, y=4, z=48 для GI=1/64 и PP7 имеет x=24, y=4, z=96 для GI=1/128. Дополнительная интерполяция по времени также возможна для лучшей оценки канала. Пилотные шаблоны для заголовка могут покрывать все возможные позиции пилот-сигнала для первоначального обнаружения канала. В дополнение, позиции пилот-сигнала заголовка должны совпадать с SP позициями, и желателен единственный пилотный шаблон как для заголовка, так и для SP. Пилотные шаблоны также могут использоваться для интерполяции по времени, и каждый заголовок может иметь идентичный пилотный шаблон. Эти требования являются важными для обнаружения С2 при сканировании и необходимы для определения смещения частоты с корреляцией скремблирующей последовательности. В среде со связанными каналами совпадение в позициях пилот-сигнала также должно выдерживаться для связки каналов, поскольку нерегулярная структура пилот-сигнала может ухудшить производительность интерполяции.

Подробнее, если расстояние z между рассеянными пилот-сигналами (SPs) в некотором OFDM символе равно 48, и если расстояние y между SPs, соответствующими некой конкретной SP несущей, вдоль оси времени равно 4, то эффективное расстояние x после интерполяции по времени становится равным 12. Это – когда деление защитного интервала (GI) равно 1/64. Если деление GI равно 1/128, могут использоваться x=24, y=4, и z=96. Если используется связка каналов, позиции SP могут быть сделаны совпадающими с позициями пилот-сигналов заголовка путем генерации точек разрыва в структуре рассеянного пилот-сигнала.

В это время позиции пилот-сигнала заголовка могут совпадать с каждыми позициями SP символа данных. Когда используется привязка каналов, срез данных, где передается услуга, может быть определен безотносительно глубины детализации полосы пропускания 8 МГц. Однако, для снижения издержек для адресации среза данных, может быть выбрана передача, начинающаяся из SP позиции и заканчивающаяся в SP позиции.

Когда приемник принимает такие SP, модуль r501 оценки канала, показанный на фиг.62, если необходимо, может выполнять интерполяцию по времени, для того чтобы получить пилот-сигналы, показанные пунктирными линиями на фиг.43, и выполнять частотную интерполяцию. На данном этапе для точек разрыва, интервалы которых обозначены как 32 на фиг.43, может быть реализовано либо выполнение интерполяций слева и справа по-отдельности, либо выполнение интерполяций только с одной стороны, затем выполнение интерполяции на другой стороне путем использования уже интерполированных позиций пилот-сигнала, интервалы которых равны 12, в качестве референсных точек. На данном этапе ширина среза данных может варьироваться в пределах 7,61 МГц, таким образом, приемник может минимизировать потребление энергии путем выполнения оценки канала и декодирования только необходимых поднесущих.

Фиг.44 показывает другой пример PP5, применяемый в среде со связанными каналами или структуру SP для поддержания эффективного расстояния х равным 12, чтобы избежать нерегулярной структуры SP, показанной на фиг.43, когда используется привязка каналов. Фиг.44а изображает структуру SP для символа данных, и фиг.44b изображает структуру SP для символа заголовка.

Как показано, если расстояние SP сохраняется постоянным в случае привязки каналов, то в частотной интерполяции не будет проблем, но позиции пилот-сигнала между символом данных и заголовком могут не совпадать. Другими словами, эта структура не требует дополнительной оценки канала для нерегулярной структуры SP, однако, позиции SP, используемые в привязке каналов, и позиции пилот-сигнала заголовка становятся различными для каждого канала.

Фиг.45 показывает новую структуру SP или РР5 для обеспечения решения для двух упомянутых ранее проблем в среде со связанными каналами. В частности, расстояние пилот-сигнала х=16 может решить эти проблемы. Для сохранения плотности пилот-сигнала или для поддержания таких же издержек, PP5’ может иметь x=16, y=3, z=48 для GI=1/64, а PP7’ может иметь x=16, y=6, z=96 для GI=1/128. Возможность интерполяции только по частоте все также может поддерживаться. Позиции пилот-сигнала показаны на фиг.45 для сравнения со структурой PP5.

Фиг.46 показывает пример нового шаблона SP или структуру PP5 в среде со связанными каналами. Как показано на фиг.46, используется ли единственный канал, или связка каналов, эффективное расстояние пилот-сигнала х=16 может быть обеспечено. В дополнение, по