Контроллер электродвигателя

Контроллер электродвигателя

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Область техники

Настоящее изобретение относится к электродвигателю переменного тока для приведения в движение электрического транспортного средства, а более конкретно к контроллеру электродвигателя для управления синхронным электродвигателем с постоянными магнитами.

Предшествующий уровень техники

В последние годы в области техники с использованием электродвигателей переменного тока, такой как промышленные устройства, бытовая техника и автомобили, увеличиваются случаи использования системы, которая приводит в действие синхронный электродвигатель с постоянными магнитами посредством инвертора, вместо традиционной системы, которая приводит в действие асинхронный электродвигатель посредством инвертора.

Синхронный электродвигатель с постоянными магнитами известен как высокоэффективный электродвигатель по сравнению с асинхронным электродвигателем по следующим причинам: поскольку устанавливается магнитный поток постоянного магнита, ток намагничивания необязателен; поскольку ток в роторе не течет, потерь во вторичной обмотке не возникает; и поскольку реактивный момент, использующий разницу магнитного сопротивления ротора, используется в дополнение к крутящему моменту, сформированному магнитным потоком постоянного магнита, может быть эффективно получен крутящий момент. Таким образом, было уделено много внимания в последние годы применению синхронного электродвигателя с постоянными магнитами в устройстве преобразования энергии, чтобы приводить в движение электрическое транспортное средство.

Примеры способа управления приведением в действие синхронного электродвигателя с постоянными магнитами включают в себя управление максимальным крутящим моментом/током для формирования максимального крутящего момента при определенном токе и управление максимальным КПД для поддержания максимального КПД электродвигателя. Этими оптимальными способами управления являются способ регулирования амплитуды и фазы тока, который должен прикладываться к электродвигателю, чтобы получать оптимальные значения, которые сохраняются в арифметических выражениях и таблицах заранее. Так как детали этих способов раскрыты в различных документах, подробные объяснения будут опущены. Управление максимальным крутящим моментом/током раскрыто в патентном документе 1, упомянутом ниже.

Патентный документ 1: Японская выложенная патентная заявка № 2003-33097.

При выполнении оптимальных способов управления, упомянутых выше, ток крутящего момента (ток q-оси) и ток магнитного потока (ток d-оси) устанавливаются на оптимальные значения, соответствующие скорости вращения электродвигателя и величине выходного крутящего момента. Следовательно, оптимальное потокосцепление электродвигателя изменяется согласно скорости вращения электродвигателя и величине выходного крутящего момента, и напряжение между электродвигателем и клеммами (= выходному напряжению инвертора) сильно изменяется.

Дополнительно, напряжение источника энергии постоянного тока, которое становится входным для инвертора, встроенного в устройство преобразования энергии, используемого, чтобы приводить в движение электрическое транспортное средство, равно приблизительно 1500-3000 вольт, что является более высоким напряжением, чем используемое для обычных промышленных применений. Выдерживающий высокое напряжение переключающий элемент, имеющий выдерживаемое напряжение около 3300-6500 вольт, используется для инвертора. Однако выдерживающий высокое напряжение переключающий элемент имеет большие потери переключения и большие диэлектрические потери на электропроводность. Потери в инверторе, которые являются суммой этих потерь, становятся равными порядка от нескольких киловатт до более чем 10 киловатт. Соответственно, величина, вес и стоимость охлаждающего устройства, состоящего из радиатора и охлаждающего вентилятора, составляют значительную часть устройства преобразования энергии.

Следовательно, предпочтительно, чтобы частота переключения была настолько низкой, насколько возможно, в таком диапазоне, когда не формируются колебания тока, пульсация крутящего момента, шум и вибрация электродвигателя, и минимизировала потери инвертора, чтобы охлаждающее устройство было небольшим. В частности, обычная частота переключения устанавливается приблизительно в 750 герц, а охлаждающее устройство предпочтительно конфигурируется, чтобы обеспечивать охлаждение инвертора посредством частоты переключения. Так как радиатор и переключающий элемент имеют теплоемкость, частота переключения может быть увеличена приблизительно до 1000 герц на короткий период времени.

При этом число полюсов синхронного электродвигателя с постоянными магнитами, инвертором которого нужно управлять, шесть или восемь полюсов подходят для того, чтобы приводить в движение электрическое транспортное средство с точки зрения уменьшения размера и веса электродвигателя. Это число полюсов больше, чем четыре, которое существует в большинстве традиционных асинхронных электродвигателей. Когда электродвигатель имеет восемь полюсов, максимальное значение выходной частоты инвертора (выходная частота инвертора при предполагаемой максимальной скорости электрического транспортного средства) становится равной приблизительно 400 Герц, и это почти вдвое больше, чем когда используется традиционный асинхронный электродвигатель.

Например, когда электродвигатель работает посредством установки выходной частоты инвертора в 400 герц в состоянии, когда частота переключения равна 750 герц, число импульсов, включенных в полупериод выходного напряжения инвертора, становится равным 1,875, что очень мало, и получается делением несущей частоты (=частоте переключения) на выходную частоту инвертора. Когда электродвигатель приводится в действие в этом состоянии, число импульсов и позиция импульсов, включенных в положительный полупериод и отрицательный полупериод, соответственно, выходного напряжения инвертора, становится несбалансированным. Следовательно, положительная и отрицательная симметрия напряжения, приложенного к электродвигателю, нарушается, и в электродвигателе формируются колебания тока и пульсации крутящего момента, и они становятся причиной шума и вибрации.

Последующая структура является одной из идей, предложенных для того, чтобы избежать этого явления. Т.е. в области высокой выходной частоты инвертора в качестве области, где число импульсов уменьшается, несущая частота определяется посредством синхронизации ее с выходной частотой инвертора, таким образом, обеспечивая положительную и отрицательную симметрию напряжения, приложенного к электродвигателю, посредством задания одинакового числа импульсов и позиции импульсов, соответственно, включенных в каждый из положительного полупериода и отрицательного полупериода выходного напряжения инвертора.

Например, в качестве настройки, способной регулировать амплитуду выходного напряжения инвертора, а также установки частоты переключения настолько низкой, насколько возможно, может рассматриваться так называемый синхронный трехимпульсный режим, имеющий несущую частоту, выбранную умножением на три частоты инвертора. В этом случае, при условии, что выходная частота инвертора равна 400 герц, несущая частота (частота переключения) становится равной 1200 герц.

Краткое изложение существа изобретения

Однако, когда рассматриваются размер, вес и стоимость охлаждающего устройства, выдерживающий высокое напряжение переключающий элемент, который используется для электрического транспортного средства, предпочтительно постоянно используется при частоте переключения, равной приблизительно 750 герц. Когда переключающий элемент используется при частоте переключения, равной 1200 герц, как описано выше, потери инвертора становятся чрезмерно большими, и это требует увеличения размера охлаждающего устройства. Следовательно, устройство преобразования энергии не может быть сконфигурировано небольшим по размеру, легким по весу или с низкой стоимостью.

Настоящее изобретение предназначено для устранения вышеупомянутых проблем, и задачей настоящего изобретения является создание контроллера электродвигателя, чтобы обеспечить возможность конфигурирования охлаждающего устройства небольшим по размеру, легким по весу и с низкой стоимостью, в то же время избегая увеличения размера, при конфигурировании устройства преобразования энергии для приведения в действие электродвигателя электрического транспортного средства.

Для решения вышеуказанных задач контроллер электродвигателя содержит: блок формирования командного сигнала напряжения, который формирует для инвертора сигнал широтно-импульсной модуляции, чтобы управлять переключающим элементом, предусмотренным в инверторе, соединенном с источником энергии постоянного тока и выводящим трехфазный переменный ток произвольной частоты и произвольного напряжения к электродвигателю переменного тока; и блок формирования командного сигнала тока, который формирует командный сигнал тока для электродвигателя переменного тока на основе входного командного сигнала крутящего момента, при этом блок формирования командного сигнала тока регулируется, чтобы не увеличивать потери инвертора при предварительно определенном условии, и выводит командный сигнал тока, чтобы вызывать в электродвигателе переменного тока формирование крутящего момента на основе командного сигнала крутящего момента.

Согласно контроллеру электродвигателя настоящего изобретения крутящий момент, сформированный электродвигателем переменного тока, приводимым в действие инвертором, регулируется так, чтобы не увеличивать потери инвертора, и формируется на основе командного сигнала тока. Следовательно, устройство преобразования энергии, которое приводит в действие электродвигатель переменного тока, может быть сконфигурировано небольшим по размеру, легким по весу и с низкой стоимостью.

Краткое описание чертежей

В дальнейшем изобретение поясняется описанием предпочтительных вариантов воплощения со ссылками на сопроводительные чертежи, на которых:

Фиг. 1 изображает пример конфигурации контроллера электродвигателя согласно варианту осуществления настоящего изобретения;

Фиг. 2 - пример конфигурации блока формирования командного сигнала напряжения/ШИМ-сигала, согласно изобретению;

Фиг. 3 - диаграммы характеристик управления синхронным электродвигателем с постоянными магнитами;

Фиг. 4 - диаграммы управления, когда применяется способ управления согласно варианту осуществления;

Фиг. 5 - траектории вектора тока, когда применяется способ управления согласно варианту осуществления;

Фиг. 6 - диаграммы управления, когда применяется способ управления согласно известной технологии;

Фиг. 7 - траектории вектора тока, когда применяется способ управления согласно известной технологии.

Описание предпочтительных вариантов осуществления изобретения

Примерные варианты осуществления контроллера электродвигателя согласно настоящему изобретению будут объяснены ниже со ссылками на сопровождающие чертежи. Настоящее изобретение не ограничено вариантами осуществления.

На фиг. 1 показана примерная конфигурация блок-схемы контроллера электродвигателя согласно варианту осуществления настоящего изобретения. В периферийной части контролера 100 электродвигателя предусмотрены конденсатор 1, который становится источником энергии постоянного тока, инвертор 2, который преобразует напряжение постоянного тока конденсатора 1 в напряжение переменного тока произвольной частоты, и синхронный электродвигатель с постоянными магнитами (далее в данном документе просто "электродвигатель") 6.

В периферийной части схемы, расположенной на входной стороне или выходной стороне инвертора 2, размещены датчик 8 напряжения, который детектирует напряжение конденсатора 1, и датчики 3, 4 и 5 тока, детектирующие токи iu, iv и iw выходных линий инвертора 2. Датчик 7 положения, который детектирует угол θm поворота ротора машины, размещен в электродвигателе 6, и соответствующие сигналы детектирования вводятся в контроллер 100.

Кодер может использоваться вместо датчика 7 положения. Система без датчиков положения, которая получает сигнал положения посредством вычисления по детектируемому напряжению, току или т.п., может использоваться вместо сигнала положения, полученного от датчика 7 положения. В этом случае датчик 7 положения необязателен. Т.е. получение сигнала положения не ограничено использованием датчика 7 положения. Относительно датчиков 3, 4 и 5 тока, ток для одной фазы может быть получен вычислением из токов двух других фаз. Следовательно, достаточной является установка датчиков тока минимум для двух фаз. Выходной ток инвертора 2 может также быть получен восстановлением из тока инвертора 2 со стороны постоянного тока.

Стробирующие сигналы U, V, W, X, Y и Z, сформированные контроллером 100 для электродвигателя, вводятся в инвертор 2, таким образом, переключающие элементы, которые встроены в инвертор 2, управляются посредством ШИМ (широтно-импульсной модуляции). ШИМ-инвертор вольтажного типа предпочтительно используется в качестве инвертора 2. Так как конфигурация инвертора хорошо известна, подробные объяснения будут опущены.

Контроллер 100 электродвигателя сконфигурирован, чтобы принимать входной командный сигнал T* крутящего момента от внешнего контроллера (не показан). Контроллер 100 электродвигателя сконфигурирован, чтобы управлять инвертором 2 так, что формирование крутящего момента T электродвигателя 6 соответствует командному сигналу T* крутящего момента.

Конфигурация контроллера 100 электродвигателя объясняется далее. Контроллер 100 электродвигателя включает в себя: вычислитель 95 угла сдвига опорной фазы, вычисляющий угол θe сдвига опорной фазы из угла θm поворота ротора машины; блок 90 преобразования трехфазных dq-осных координат, формирующий ток id d-оси и ток iq q-оси из трехфазных токов iu, iv и iw, детектируемых датчиками 3, 4 и 5 тока, и из угла θe сдвига опорной фазы; вычислитель 70 угловой частоты инвертора, вычисляющий угловую частоту ω инвертора из угла θe сдвига опорной фазы; блок 10 формирования командного сигнала тока, формирующего командный сигнал id* тока d-оси и командный сигнал iq* тока q-оси из командного сигнала T* крутящего момента, введенного извне, и из выходной угловой частоты ω инвертора; блок 20 управления током d-оси, проводящий пропорционально-интегральное управление разностью между командным сигналом id* тока d-оси и током d-оси, и формирующий ошибку pde тока d-оси; блок 23 управления током q-оси, который пропорционально-интегрально управляет разностью между командным сигналом iq* тока q-оси и током q-оси и формирует ошибку pqe тока q-оси; вычислитель 21 развязки q-оси, который вычисляет напряжение vqFF q-оси в прямом направлении из командного сигнала id* тока d-оси и из выходной угловой частоты ω инвертора; вычислитель 22 развязки d-оси, который вычисляет напряжение vdFF d-оси в прямом направлении на основе командного сигнала iq* тока q-оси и выходной угловой частоты ω инвертора; вычислитель 30 коэффициента модуляции, который вычисляет коэффициент PMF модуляции из командного сигнала vd* напряжения d-оси как суммы ошибки pde тока d-оси и напряжения vdFF d-оси в прямом направлении, командного сигнала vq* напряжения q-оси как суммы ошибки pqe тока q-оси и напряжения q-оси vqFF в прямом направлении, угла θe сдвига опорной фазы и напряжения EFC датчика 8 напряжения; вычислитель 40 угла сдвига управляющей фазы, который вычисляет угол θ сдвига управляющей фазы из командного сигнала vd* напряжения d-оси как суммы ошибки pde тока d-оси и напряжения vdFF d-оси в прямом направлении, командного сигнала vq* напряжения q-оси как суммы ошибки pqe тока q-оси и напряжения vqFF q-оси в прямом направлении, и угол θe сдвига опорной фазы; и блок 50 формирования командного сигнала напряжения/ШИМ-сигнала, который формирует стробирующие сигналы U, V, W, X, Y и Z для инвертора 2 из коэффициента PMF модуляции и угла θ сдвига управляющей фазы.

Функция каждого блока управления, упомянутого выше, поясняется далее. Сначала вычислитель 95 угла сдвига опорной фазы вычисляет угол θe сдвига опорной фазы из угла θm поворота ротора машины на основе следующего уравнения (1).

θe=θm·PP

(1)

где PP представляет число полюсов электродвигателя 6.

Блок 90 преобразования трехфазных dq-осных координат формирует ток id d-оси и ток iq q-оси из трехфазных токов iu, iv и iw на основе следующего уравнения (2).

(2)

Вычислитель 70 угловой частоты инвертора вычисляет выходную угловую частоту ω инвертора посредством дифференцирования угла θe сдвига опорной фазы на основе следующего уравнения (3).

ω=dθe/dt

(3)

Вычислитель 70 угловой частоты инвертора также вычисляет выходную частоту FINV инвертора посредством деления выходной угловой частоты ω инвертора на 2π.

Функция блока 10 формирования командного сигнала тока объясняется ниже. Блок 10 формирования командного сигнала тока формирует командный сигнал id* тока d-оси и командный сигнал iq* тока q-оси из командного сигнала T* крутящего момента, введенного извне, и из выходной угловой частоты ω инвертора. В качестве способа формирования существуют оптимальные способы управления, основанные на управлении максимальным крутящим моментом/током для формирования максимального крутящего момента при определенном токе, и управлении максимальным КПД для поддержания максимального КПД электродвигателя и т.п. Эти оптимальные способы управления являются системами регулирования фактического тока электродвигателя 6, чтобы соответствовать оптимальному командному сигналу тока крутящего момента (командному сигналу iq* тока q-оси) и командному сигналу тока магнитного потока (командному сигналу id* тока d-оси), полученным посредством сохранения заранее в арифметических выражениях и таблицах, посредством использования скорости вращения и величины выходного крутящего момента электродвигателя в качестве параметров. Так как конфигурация блока 10 формирования командного сигнала тока является частью, которая становится основой настоящего изобретения, его подробности объясняются далее.

Блок 20 управления током d-оси и блок 23 управления током q-оси формируют, соответственно, на основе уравнений (4) и (5) ниже, ошибку pde тока d-оси посредством пропорционально-интегрального усиления разности между командным сигналом id* тока d-оси и током d-оси, и ошибку pqe тока q-оси посредством пропорционально-интегрального усиления разности между командным сигналом iq* тока q-оси и током q-оси.

pqe=(K1+K2/s)·(iq*-iq)pde=(K3+K4/s)·(id*-id)

(4)(5)

где K1 и K3 представляют пропорциональные коэффициенты усиления; K2 и K4 представляют интегрирующие коэффициенты усиления, s представляет оператор дифференцирования.

В вышеуказанных уравнениях pqe и pde могут быть заданы так, чтобы не использоваться для управления, посредством установки их в ноль при необходимости, особенно при работе в одноимпульсном режиме.

Вычислитель 22 развязки d-оси и вычислитель 21 развязки q-оси вычисляют, соответственно, напряжение vdFF d-оси в прямом направлении и напряжение vqFF q-оси в прямом направлении на основе следующих уравнений (6) и (7).

vdFF=(R1+s·Ld)·id*-ω·Lq·iq*vqFF=(R1+s·Lq)·iq*+ω·(Ld·id*+ϕa)

(6)(7)

где R1 представляет сопротивление (Ом) первичной обмотки электродвигателя 6; Ld представляет индуктивность (Гн) d-оси; Lq представляет индуктивность (Гн) q-оси; ϕa представляет постоянный магнитный поток (Вб).

Вычислитель 30 коэффициента модуляции вычисляет коэффициент PMF модуляции на основе следующего уравнения (8) из командного сигнала vd* напряжения d-оси как суммы ошибки pde тока d-оси и напряжения vdFF d-оси в прямом направлении, командного сигнала vq* напряжения q-оси как суммы ошибки pqe тока q-оси и напряжения vqFF q-оси в прямом направлении, угла θe сдвига опорной фазы и напряжения EFC конденсатора 1.

PMF=VM*/Vmmaxгде VMmax=(/π)·EFCVM*=sqrt(vd*2+vq*2)

(8)(9)(10)

Коэффициент PMF модуляции показывает величину VM* вектора командного сигнала выходного напряжения инвертора посредством пропорции величины VM* к максимальному напряжению VMmax (определенному уравнением (9)), которое может выводить инвертор. Когда PMF=1,0, это означает, что величина VM* вектора командного сигнала выходного напряжения инвертора становится равной максимальному напряжению VMmax, которое может выводить инвертор. Как понятно из уравнений (2)-(10), коэффициент PMF модуляции изменяется в зависимости от командного сигнала id* тока d-оси и командного сигнала iq* тока q-оси, сформированных блоком 10 формирования командного сигнала тока.

Вычислитель 40 угла сдвига управляющей фазы вычисляет угол θ сдвига управляющей фазы на основе уравнения (11) из командного сигнала vd* напряжения d-оси как суммы ошибки pde тока d-оси и напряжения vdFF d-оси в прямом направлении, командного сигнала vq* напряжения q-оси как суммы ошибки pqe тока q-оси и напряжения vqFF q-оси в прямом направлении и угла θe сдвига опорной фазы.

θ=θe+π+THVгде: THV=tan-1(vd*/vq*)

(11)(12)

Конфигурация, функция и работа блока 50 формирования командного сигнала напряжения/ШИМ-сигнала объясняются далее. На фиг. 2 показан пример конфигурации блока 50 формирования командного сигнала напряжения/ШИМ-сигнала согласно настоящему варианту осуществления. Как показано на фиг. 2, блок 50 формирования командного сигнала напряжения/ШИМ-сигнала включает в себя блок 53 умножения, таблицу 54 регулировки усиления, вычислитель 55 командного сигнала напряжения, блок 57 формирования асинхронного несущего сигнала, блок 58 формирования синхронного трехимпульсного несущего сигнала, переключатель 59, процессор 60 переключения импульсного режима, компараторы 61-63 и инвертирующие схемы 64-66.

Из коэффициента PMF модуляции и угла θ сдвига управляющей фазы вычислитель 55 командного сигнала напряжения формирует командный сигнал Vu* напряжения U-фазы, командный сигнал Vv* напряжения V-фазы и командный сигнал Vw* напряжения W-фазы в качестве командных сигналов трехфазного напряжения на основе следующих уравнений (13)-(15).

Vu*=PMFM·sinθVv*=PMFM·sin(θ-(2·π/3))Vw*=PMFM·sin(θ-(4·π/3))

(13)(14)(15)

где PMFM представляет амплитуду командного сигнала напряжения, полученную умножением коэффициента PMF модуляции на выходные данные из таблицы 54 регулировки усиления.

Как описано ниже, несущий сигнал CAR, сравненный с каждым из вышеупомянутых командных сигналов напряжения, является сигналом, выводимым, по меньшей мере, в качестве асинхронного несущего сигнала и синхронного несущего сигнала. В конфигурации на фиг. 2 может быть выбран несущий сигнал, который соответствует импульсному режиму, определенному процессором 60 переключения импульсного режима в качестве блока управления импульсным режимом.

Асинхронный несущий сигнал является несущим сигналом с частотой, определенной безотносительно выходной частоты FINV инвертора. В этом случае предполагается частота переключения, равная 750 герц, принимая во внимание оптимизацию размера, веса и стоимости охлаждающего устройства, как описано выше.

Синхронный несущий сигнал является сигналом, имеющим частоту синхронизированного несущего сигнала в качестве функции выходной частоты инвертора, так что число импульсов и положение импульсов, конфигурирующих выходное напряжение инвертора, становится одинаковым в положительном полупериоде и отрицательном полупериоде выходного напряжения инвертора.

В настоящем варианте осуществления синхронный трехимпульсный несущий сигнал используется в качестве синхронного несущего сигнала. Альтернативно, другие сигналы, такие как синхронный пятиимпульсный несущий сигнал, могут также быть использованы, или несколько синхронных несущих сигналов может быть подготовлено заранее, и они могут переключаться при необходимости.

Как описано выше, коэффициент PMFM в уравнениях (13)-(15) является амплитудой командного сигнала напряжения, полученной умножением коэффициента PMF модуляции и выходных данных из таблицы 54 регулировки усиления в блоке 53 умножения. Таблица 54 регулировки усиления используется, чтобы корректировать разницу соотношения выходного напряжения VM инвертора относительно коэффициента PMF модуляции в асинхронном импульсном режиме и синхронном трехимпульсном режиме.

Основные принципы следующие.

В асинхронном импульсном режиме максимальное напряжение (эффективное значение), которое инвертор может выводить без искажения, равно 0,612∙EFC, а максимальное напряжение становится 0,7797∙EFC (=/π) в синхронном трехимпульсном режиме. Т.е. в асинхронном импульсном режиме соотношение выходного напряжения инвертора к коэффициенту PMF модуляции становится равным 1/1,274 (=0,612/0,7797) по сравнению с выходным напряжением инвертора в синхронном трехимпульсном режиме. Чтобы компенсировать разницу между двумя значениями, в асинхронном импульсном режиме значение, полученное умножением коэффициента PMF модуляции на 1,274, вводится в вычислитель 55 командного сигнала напряжения в качестве амплитуды PMFM командного сигнала напряжения. С другой стороны, в синхронном трехимпульсном режиме значение, полученное умножением коэффициента PMF модуляции на 1,0, вводится в вычислитель 55 командного сигнала напряжения в качестве амплитуды PMFM командного сигнала напряжения. Строго говоря, соотношение между выходным напряжением инвертора и коэффициентом PMF модуляции является нелинейным. Следовательно, таблица, учитывающая эту нелинейность, также может быть использована.

Компараторы 61-63 сравнивают величины командного сигнала Vu* напряжения U-фазы, командного сигнала Vv* напряжения V-фазы и командного сигнала Vw* напряжения W-фазы с несущим сигналом CAR, таким образом, формируя стробирующие сигналы U, V и W и X, Y и Z, полученные через инвертирующие схемы 64-66 с помощью этих стробирующих сигналов в качестве входа. Несущий сигнал CAR является сигналом, выбранным переключателем 59 посредством процессора 60 переключения импульсного режима между асинхронным несущим сигналом A, сформированным блоком 57 формирования асинхронного несущего сигнала, синхронным трехимпульсным несущим сигналом B, сформированным блоком 58 формирования синхронного трехимпульсного режима, и нулевым значением C, выбранным в одноимпульсном режиме. Асинхронный несущий сигнал A и синхронный трехимпульсный несущий сигнал принимают значения от -1 до 1 с центром около нуля.

Процессор 60 переключения импульсного режима работает, чтобы выбирать асинхронный импульсный режим, когда коэффициент PMF модуляции меньше чем 0,785, выбирать синхронный импульсный режим, когда коэффициент PMF модуляции равен или больше чем 0,785, и меньше чем 1,0, и выбирать одноимпульсный режим, когда коэффициент PMF модуляции равен или больше 1,0.

Конфигурация и работа блока 10 формирования командного сигнала тока, который является основным блоком настоящего изобретения, объясняются далее. Блок 10 формирования командного сигнала тока формирует командный сигнал id* тока d-оси и командный сигнал iq* тока q-оси в качестве командных сигналов тока iq q-оси, следуя сути, описанной позже.

На фиг. 3 показана диаграмма характеристики управления синхронным электродвигателем с постоянными магнитами. Характеристики управления, представленные на последующих чертежах, включающих и фиг. 3, являются характеристиками электродвигателя, предназначенного для электрического транспортного средства, имеющего максимальный выходной крутящий момент 1500 Нм и входное напряжение EFC для инвертора 2, равное 3000 вольт. Другие электродвигатели также имеют похожие характеристики.

На фиг. 3 горизонтальная ось представляет ток id d-оси, а вертикальная ось представляет ток iq q-оси. Многочисленные кривые (сплошные линии), представленные в направлении от верхней правой части к левой нижней на фиг. 3, являются кривыми постоянного крутящего момента. Эти кривые показывают соотношение (соотношение векторов тока) между током id d-оси и током iq q-оси при каждом значении крутящего момента (крутящего момента T), описанном с левого края на фиг. 3.

С другой стороны, кривая (прерывистая линия) от верхнего левого края к нижнему правому краю на фиг. 3 является кривой, показывающей состояние минимального тока и показывающей минимальный ток электродвигателя, когда выводится определенный крутящий момент T. Другими словами, кривая показывает состояние, когда может выполняться так называемое управление максимальным крутящим моментом/током, в то время как максимальный крутящий момент может формироваться с помощью минимального тока.

Когда вектор тока управляется на пересечении между кривой, показывающей состояние минимального тока и кривой постоянного крутящего момента, крутящий момент T может быть получен с помощью минимального тока. Посредством управления таким способом потери в обмотке электродвигателя 6 и потери инвертора могут быть минимизированы во время получения определенного крутящего момента T, и возникает преимущество того, что электродвигатель 6 и инвертор 2 могут быть небольшими и легкими по весу.

Чтобы выдавать крутящий момент T, равный 1000 Нм, например, крутящий момент, равный 1000 Нм, может быть сформирован с помощью минимального тока посредством управления (управления током) инвертором 2 в позиции точки A на фиг. 3 рядом с током id=-127 A d-оси, и рядом с током iq=220 A q-оси.

Дополнительно, на фиг. 3, кривая, показанная штрихпунктирной линией, является кривой постоянной противо-ЭДС, которая также является кривой ограничения напряжения. Кривая показывает соотношение (соотношение векторов тока) между током id d-оси и током iq q-оси, когда напряжение на клеммах электродвигателя 6 становится максимальным при определенной выходной частоте FINV инвертора. Фиг. 3 изображает кривые ограничения напряжения в трех случаях (160 герц, 240 герц и 320 герц) с помощью выходной частоты FINV инвертора в качестве параметра в состоянии, когда входное напряжение EFC инвертора 2 равно 3000 вольт.

Теоретически выбираемая комбинация (векторы тока) тока id d-оси и тока iq q-оси находится внутри этих кривых ограничения напряжения (нижняя сторона кривых). Т.е. когда электродвигатель 6 работает при векторе тока, присутствующем на линии кривой ограничения напряжения, линейное напряжение электродвигателя 6 становится максимальным (состояние, когда максимальное напряжение выводится при 1,0 в качестве коэффициента PMF модуляции инвертора 2). Крутящий момент T, который может быть выдан в это время, становится крутящим моментом T на пересечении кривой ограничения напряжения и кривой постоянного крутящего момента.

С другой стороны, когда электродвигатель 6 работает при векторе тока, присутствующем внутри (нижняя сторона) линии ограничения напряжения, коэффициент PMF модуляции инвертора 2 становится меньше, чем 1,0, и линейное напряжение электродвигателя 6 становится равным или большим, чем ноль, и меньшим, чем максимальное значение. Вектор тока, присутствующий снаружи кривой ограничения напряжения (верхняя сторона кривой), становится областью, превышающей максимальное выходное напряжение инвертора 2, и следовательно, не может быть выбран.

Внимание сфокусировано на трех случаях (выходная частота FINV инвертора: 160 герц, 240 герц, 320 герц) кривых ограничения напряжения, иллюстрированных на фиг. 3. Как понятно из этих кривых ограничения напряжения, вместе с увеличением выходной частоты FINV инвертора из-за увеличения скорости вращения электродвигателя 6, кривые ограничения напряжения смещаются в более низкую сторону на фиг. 3. Выбираемый вектор тока ограничивается, и величина крутящего момента T, который может быть выдан, становится небольшой. Вместе с увеличением выходной частоты FINV инвертора крутящий момент T, который может быть сформирован на кривой, показывающей состояние минимального тока, становится небольшим.

Когда выходная частота FINV инвертора равна 160 герц, например, максимальный крутящий момент 1500 Нм может формироваться в состоянии минимального тока (рядом с током id=-185 A d-оси, рядом с током iq=285 A q-оси; точка B на фиг. 3). Однако, когда выходная частота FINV инвертора равна 240 герц, максимальный крутящий момент, который может быть сформирован, равен приблизительно 1480 Нм, который получается в точке C на кривой ограничения напряжения на фиг. 3 (рядом с током id=-250 A d-оси, рядом с током iq=245 A q-оси). Максимальный крутящий момент, который может быть сформирован в состоянии минимального тока, равен 1300 Нм в точке D в качестве пересечения кривой состояния минимального тока и кривой ограничения напряжения на фиг. 3 (рядом с током id=-170 A d-оси, рядом с током iq=260 A q-оси). Часть между 1300 Нм и 1480 Нм является областью, где работа в состоянии минимального тока невозможна, и может выполняться так называемое управление ослабленным магнитным потоком для увеличения тока id d-оси в отрицательную сторону.

Т.е., как описано выше, чтобы минимизировать потери в меди электродвигателя 6 и потери инвертора 2, в случае управления инвертором 2, чтобы формировать по возможности требуемый крутящий момент в векторе тока установления состояния минимального тока, когда выходная частота FINV инвертора увеличивается из-за увеличения скорости вращения электродвигателя 6, и когда управление (управление максимальным крутящим моментом/током) на кривой минимального тока становится невозможным, управление ослаблением магнитного потока для увеличения тока id d-оси в отрицательную сторону становится общим способом управления.

В дополнение к управлению (управлению максимальным крутящим моментом/током) в состоянии минимального тока, описанному выше, также возможно применение так называемого управления с максимальным КПД для управления работой электродвигателя 6 посредством управления вектором тока на кривой максимального КПД (не показана), на которой потери электродвигателя 6, включающие в себя потери в стали электродвигателя 6, становятся минимальными.

Два примера режимов работы объясняются далее подробно. Инвертор 2 приводит в действие электродвигатель 6 из состояния с нулевой скоростью вращения, чтобы ускорять электрическое транспортное средство, и в момент времени, когда достигается определенная скорость, работа переключается на работу с постоянной скоростью, где ускорение прекращается, и скорость поддерживается на постоянном уровне, и когда ускорение становится ненужным, крутящий момент T ограничивается, чтобы останавливать инвертор 2.

Чтобы объяснить вышеуказанный пример, сначала объясняется способ управления согласно традиционной технологии и, таким образом, поясняется подробно часть проблем, описанных выше. Способ управления согласно настоящему изобретению объясняется далее в качестве примера решения проблем.

Фиг. 6 является поясняющей схемой состояния управления, когда применяется способ управления согласно традиционной технологии, а фиг. 7 является поясняющей схемой траектории вектора тока, когда применяется тот же способ управления. Моменты (1)-(6) времени работы, показанные снизу на фиг. 6, соответствуют точкам (1)-(6) работы, соответственно на фиг. 7.

Сначала работа от момента (1) до момента (3) работы согласно традиционной технологии объясняется со ссылкой на фиг. 6. В момент (1) инвертор 2 запускается, и напряжение прикладывается к электродвигателю 6 для начала ускорения. Период от момента (1) до момента (2) работы является отрезком, где командный сигнал T* крутящего момента увеличивается наклонно от 0 до 1300 Нм. В этом случае выходной ток инвертора 2 (далее в данном документе "ток IA инвертора") наклонно увеличивается от 0 Ампер до 180 Ампер. Ток IA инвертора равен току электродвигателя 6, и его значение показывает эффективное значение.

Когда командный сигнал T* крутящего момента достигает 1300 Нм, ток IA инвертора управляется при постоянном значении, равном 180 Ампер, и электродвигатель 6 ускоряется посредством выдачи постоянного крутящего момента до момента (3) работы. В этом случае коэффициент PMF модуляции инвертора 2 увеличивается