Устройство управления электродвигателя переменного тока

Устройство управления электродвигателя переменного тока

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Область техники

Настоящее изобретение относится к устройству управления электродвигателя переменного тока для приведения в движение электромобиля и, в частности, относится к устройству управления, пригодному для управления синхронным электродвигателем с постоянными магнитами.

Предшествующий уровень техники

В последние годы в таких областях применения электродвигателей переменного тока, как промышленное оборудование, бытовые приборы и автомобили, способ для управления приведением в действие синхронного электродвигателя с постоянными магнитами с помощью инвертора становится более популярным, чем способ в предшествующем уровне техники для управления приведением в действие асинхронного электродвигателя с помощью инвертора. Синхронный электродвигатель с постоянными магнитами известен как высокоэффективный электродвигатель по сравнению с асинхронным электродвигателем по следующим причинам. Поскольку магнитный поток устанавливается посредством постоянного магнита, включенного в ротор, ток, соответствующий току возбуждения, становится ненужным. Поскольку ток не протекает через ротор, вторичные потери в меди не формируются. Крутящий момент фактически получается посредством использования крутящего момента магнитного сопротивления, вызываемого посредством разности магнитного сопротивления в роторе, в дополнение к крутящему моменту, сформированному посредством магнитного потока постоянного магнита. Соответственно, применение синхронного электродвигателя с постоянными магнитами в приводной системе электромобиля изучается в последние годы.

Общий способ управления синхронного электродвигателя с постоянными магнитами состоит в том, чтобы выполнять управление током посредством системы управления током. Значение тока при детектировании из детектора тока, расположенного на выходной стороне инвертора, разделяется на составляющую d-оси (т.е. составляющую тока магнитного потока) в системе вращающихся координат, вращающуюся синхронно с фазой вращения ротора электродвигателя, и составляющую q-оси (т.е. составляющую тока крутящего момента), перпендикулярную к нему. Величина напряжения, приложенного к электродвигателю, регулируется так, что ток d/q-осей согласуется с командой управления током d/q-осей, вычисляемой из команды управления крутящим моментом при делении.

В случае если рассматривается вариант, когда синхронный электродвигатель с постоянными магнитами (в дальнейшем в этом документе называемый электродвигателем) применяется к приводной системе электромобиля, устройство управления электродвигателя переменного тока обязательно должно быть уменьшено по размеру и весу, поскольку оборудование должно быть установлено в ограниченном пространстве под полом транспортного средства. В общем, постоянный ток при напряжении порядка 1500-3000 В вводится в инвертор, включенный в устройство управления электродвигателя переменного тока для электромобиля. Следовательно, используется устойчивый к высокому напряжению переключающий элемент, выдерживающий значения порядка 3300-6500 В. Для такого устойчивого к высокому напряжению переключающего элемента как потери на переключение, так и потери на проводимость являются большими. Чтобы исключить необходимость в лишнем охлаждающем устройстве переключающего элемента, включающего в себя охладитель и охлаждающий вентилятор, допустимая частота переключения составляет максимум порядка 1000 Гц. Это низкое значение порядка от одной десятой до одной двадцатой по сравнению, например, с частотой для бытовых приборов, промышленных инверторов и электромобилей.

Для уменьшения размера и веса устройства управления электродвигателя переменного тока важно уменьшать потери, образуемые посредством встроенного переключающего элемента, чтобы уменьшать размер и вес его охлаждающего устройства. Соответственно, необходимо снижать ток электродвигателя до максимально низкой степени посредством задания частоты переключения максимально низкой и приложения максимально возможного входного напряжения инвертора к электродвигателю.

Между тем, максимальная выходная частота инвертора (т.е. выходная частота инвертора на расчетной максимальной скорости электромобиля) при применении в электромобиле составляет приблизительно 400 Гц. Например, в случае если выходная частота инвертора составляет около 400 Гц, что является максимальным значением, число импульсов, включенных в полупериод выходного напряжения инвертора, равно приблизительно 1,875, что получается из частоты переключения, поделенной на выходную частоту инвертора, что приводит к очень небольшому результату при условии, что частота переключения инвертора составляет приблизительно 1000 Гц, что является максимумом.

Когда электродвигатель приводится в действие в этом состоянии, коэффициент пульсации и положение импульса, включенного, соответственно, в положительный полупериод и отрицательный полупериод выходного напряжения инвертора, являются несбалансированными. Затем симметрия между положительной величиной и отрицательной величиной напряжения, приложенного к электродвигателю (т.е. линейного напряжения), теряется, так что вследствие формирования электрической вибрации и пульсации крутящего момента в электродвигателе вызываются шум и вибрация.

Соответственно, так называемый синхронный импульсный режим, такой как синхронный пятиимпульсный режим, синхронный трехимпульсный режим и т.п., для определения синхронизации переключения синхронно с выходным напряжением инвертора, используется в области, где выходная частота инвертора является относительно высокой. Дополнительно, в случае если максимальное напряжение прикладывается к электродвигателю, электродвигатель работает с использованием одноимпульсного режима, в котором выходное напряжение инвертора является прямоугольной волной. В синхронном режиме и одноимпульсном режиме коэффициент пульсации и положение импульса, включенного в полупериод выходного напряжения инвертора, являются постоянными и не меняются в зависимости от времени. Следовательно, коэффициент пульсации и положение импульса являются идентичными между положительным полупериодом и отрицательным полупериодом выходного напряжения инвертора. Соответственно, поскольку симметрия между положительной величиной и отрицательной величиной напряжения, приложенного к электродвигателю, сохраняется, в электродвигателе не формируются электрическая вибрация и пульсация крутящего момента.

Как описано выше, для стабильного возбуждения инвертора для электромобиля выбирается асинхронный импульсный режим, в котором частота переключения не является синхронной с выходной частотой инвертора (например, при постоянной частоте в 1000 Гц), в области возбуждения, где выходная частота инвертора является относительно низкой. Одноимпульсный режим, в котором выходное напряжение инвертора является прямоугольной волной, или синхронный импульсный режим выбирается в области возбуждения, где выходная частота инвертора является относительно высокой. Таким образом, электродвигатель приводится в действие в то время, когда импульсный режим переключается в соответствии с выходной частотой инвертора.

В синхронном импульсном режиме или одноимпульсном режиме число импульсов, включенных в полупериод выходного напряжения инвертора, является небольшим. Соответственно, чтобы обеспечивать стабильность управления, выполняется конфигурация, в которой возможны снижение реакции на управление током вышеуказанной системы управления током, прекращение вычисления системы управления током и переключение на управление регулированием только фаз напряжения, приложенного к электродвигателю.

Патентный документ 1. Выложенная заявка на патент Японии 2006-081287.

При управлении для приведения в действие синхронного электродвигателя с постоянными магнитами необходимо надлежащим образом определять команду управления выходным напряжением инвертора в соответствии с положением ротора электродвигателя. В общем, фаза команды управления выходным напряжением инвертора определяется на основе сигнала положения ротора электродвигателя, полученного посредством модуля детектирования положения, расположенного на осевом конце электродвигателя. Вследствие отклонения от истинного значения, содержащегося в выходном сигнале детектора положения, отклонение также формируется в команде управления выходным напряжением инвертора, которая определяется на ее основе. Помимо этого вследствие неравномерности падения напряжения включения для множества переключающих элементов, формирующих инвертор, варьирования корреляции полного сопротивления электродвигателя и т.п. может иметь место то, что трехфазная симметрия напряжения электродвигателя теряется и формируется трехфазный дисбаланс тока электродвигателя.

Как описано выше, в частности, в области синхронного импульсного режима и одноимпульсного режима выполняется снижение отклика на управление током для тока d/q-осей, прекращение вычисления системы управления током или переключение на управление регулированием только фаз напряжения, приложенного к электродвигателю. В этом случае эффект подавления трехфазного дисбаланса тока электродвигателя посредством системы управления током снижается или гасится. Соответственно, может иметь место то, что электродвигатель приводится в действие в то время, когда сохраняется трехфазный дисбаланс тока электродвигателя. В этом состоянии формируется пульсация крутящего момента в электродвигателе, так что шумовая характеристика и ходовые качества ухудшаются.

Как описано выше, в синхронном электродвигателе с постоянными магнитами постоянный магнит включен в ротор. Когда формируется трехфазный дисбаланс в токе электродвигателя, может иметь место то, что магнитный поток в постоянном магните значительно колеблется и происходит рост температуры вследствие протекания вихревых токов по постоянному магниту. Когда температура возрастает, магнитный поток постоянного магнита снижается. Дополнительно, когда температура превышает предельную температуру, возникает необратимое размагничивание и магнитная сила постоянного магнита теряется даже после того, как температура понижена. Таким образом, синхронный электродвигатель с постоянными магнитами повреждается и не может формировать крутящий момент.

Краткое изложение существа изобретения

Задачей настоящего изобретения является создание устройства управления электродвигателя переменного тока, которое выполняет приведение в действие в синхронном импульсном режиме и одноимпульсном режиме, допускающее подавление трехфазного дисбаланса тока электродвигателя, вызываемого посредством отклонения от истинного значения, содержащегося в выходном сигнале модуля детектирования положения, посредством отклонения команды управления выходным напряжением инвертора, посредством неравномерности падения напряжения включения для переключающих элементов или посредством варьирования корреляции полного сопротивления электродвигателя, и обеспечивающее предотвращение пульсации крутящего момента и повреждения электродвигателя.

Устройство управления электродвигателя переменного тока согласно аспекту изобретения включает в себя трехфазный инвертор, который подключается к источнику постоянного тока и выводит трехфазные переменные токи произвольной частоты и произвольное напряжение на электродвигатель переменного тока; детектор тока, который детектирует ток электродвигателя переменного тока; модуль формирования команд управления напряжением/ШИМ-сигналов, который вычисляет команду управления выходным напряжением инвертора на основе сигнала из детектора тока и формирует сигнал широтно-импульсной модуляции, чтобы управлять переключающим элементом, который расположен в инверторе, на основе команды управления выходным напряжением; и модуль компенсации дисбаланса токов электродвигателя, который формирует величины компенсации дисбаланса токов электродвигателя соответствующих фаз на основе токов, по меньшей мере, любых двух из фаз из токов электродвигателя переменного тока и задает величину компенсации дисбаланса токов электродвигателя оставшейся одной фазы, равной нулю, при этом модуль формирования команд управления напряжением/ШИМ-сигналов прямо или косвенно регулирует сигнал широтно-импульсной модуляции двух фаз на основе величин компенсации дисбаланса токов электродвигателя в соответствии с режимом возбуждения инвертора. Вышеуказанная конфигурация предоставляет устройство управления электродвигателя переменного тока, которое выполняет приведение в действие в синхронном импульсном режиме и одноимпульсном режиме, обеспечивающее подавление трехфазного дисбаланса тока электродвигателя, вызываемого посредством отклонения от истинного значения, содержащегося в выводе модуля определения положения, посредством отклонения команды управления выходным напряжением инвертора, посредством неравномерности падения напряжения включения для переключающих элементов или посредством варьирования корреляции полного сопротивления электродвигателя, и обеспечивающее предотвращение пульсации крутящего момента и повреждения электродвигателя.

Краткое описание чертежей

В дальнейшем изобретение поясняется описанием предпочтительных вариантов воплощения со ссылками на сопроводительные чертежи, на которых:

фиг.1 изображает структурную схему устройства управления электродвигателя переменного тока, согласно первому варианту осуществления изобретения;

фиг.2 - пример модуля формирования команд управления напряжением/ШИМ-сигналов, согласно первому варианту осуществления изобретения;

фиг.3 - схему модуля компенсации дисбаланса токов электродвигателя, согласно первому варианту осуществления изобретения;

фиг.4-1 - пример форм сигналов токов электродвигателя согласно первому варианту осуществления изобретения в случае, если компенсация дисбаланса токов электродвигателя не выполняется;

фиг.4-2 - пример форм сигналов токов электродвигателя согласно первому варианту осуществления изобретения в случае, если компенсация дисбаланса токов электродвигателя выполняется;

фиг.5 - схему модуля компенсации дисбаланса токов электродвигателя, согласно второму варианту осуществления изобретения;

фиг.6 - схему модуля компенсации дисбаланса токов электродвигателя, согласно третьему варианту осуществления изобретения; и

фиг.7 - схему модуля компенсации дисбаланса токов электродвигателя, согласно четвертому варианту осуществления изобретения.

Описание предпочтительных вариантов осуществления изобретения

Далее подробно описаны варианты осуществления устройства управления электродвигателя переменного тока, согласно изобретению со ссылкой на чертежи. Между тем, изобретение не ограничено приведенными вариантами осуществления.

Первый вариант осуществления

Фиг.1 является видом, иллюстрирующим структурный пример устройства управления электродвигателем переменного тока согласно первому варианту осуществления изобретения. Главная схема содержит конденсатор 1, являющийся источником постоянного тока, инвертор 2, преобразующий постоянное напряжение конденсатора 1 в переменное напряжение произвольной частоты, и синхронный электродвигатель 6 с постоянными магнитами (в дальнейшем в этом документе называемый просто электродвигателем). Схема содержит детектор 8 напряжения для детектирования напряжения на конденсаторе 1 и детекторы 3, 4, 5 тока для детектирования соответственно токов iu, iv, iw электродвигателя, являющихся выходными линейными токами инвертора 2. Электродвигатель 6 содержит круговой датчик 7 положения, являющийся детектором положения для детектирования механического угла θ_m ротора. Сигналы детектирования вводятся, соответственно, в модули, которые описаны ниже.

Также возможно, чтобы вместо кругового датчика 7 положения использовался кодер. Дополнительно, также можно выполнить способ без датчика положения, чтобы получать сигнал положения посредством вычислений детектированного напряжения, тока и т.п. вместо сигнала положения, полученного посредством кругового датчика 7 положения. В этом случае круговой датчик 7 положения становится ненужным. Таким образом, получение сигнала положения не ограничено использованием кругового датчика 7 положения. Что касается детекторов 3, 4, 5 тока, при условии, что, по меньшей мере, в них имеются две фазы, ток оставшейся фазы, который может быть получен посредством вычисления как сумма токов трех фаз, должен быть нулевым. Соответственно, может выполняться такая конфигурация. Вместо этого также можно получать выходной ток инвертора 2 посредством его воспроизведения из тока на стороне постоянного тока инвертора 2.

Устройство 200 управления электродвигателя переменного тока сконфигурировано таким образом, что команда T* управления крутящим моментом вводится из внешнего устройства управления (не показано), и сконфигурировано с возможностью управления инвертором 2 так, что формирующийся крутящий момент T электродвигателя 6 должен согласовываться с командой T* управления крутящим моментом.

Стробирующие сигналы U, В, W, X, Y, Z, сформированные посредством модуля 50 формирования команд управления напряжением/ШИМ-сигналов, который описан ниже, вводятся в инвертор 2. Переключающий элемент, установленный в инверторе 2, имеет ШИМ-управление. ШИМ-инвертор напряжения является подходящим в качестве инвертора 2, который известен и тем самым не описывается подробно.

Далее описана конфигурация каждого модуля устройства 200 управления электродвигателя переменного тока. Устройство 200 управления электродвигателя переменного тока включает в себя арифметический модуль 95 базовых фазовых углов для вычисления базового фазового угла θ_e из механического угла θ_m ротора; модуль 90 трехфазного преобразования координат d/q-осей для формирования тока id d-оси и тока iq q-оси из трехфазных токов iu, iv, iw, определяемых соответственно посредством детекторов 3, 4, 5 тока и базового фазового угла θ_e; арифметический модуль 70 угловых частот инвертора для вычисления выходной угловой частоты ω инвертора из базового фазового угла θ_e; модуль 10 формирования команд управления током для формирования команды id* управления током d-оси и команды iq* управления током q-оси из внешне введенной команды T* управления крутящим моментом и выходной угловой частоты ω инвертора; модуль 20 управления током d-оси для выполнения пропорционально-интегрального управления для разности между командой id* управления током d-оси и током d-оси и формирования отклонения pde по току d-оси; модуль 23 управления током q-оси для выполнения пропорционально-интегрального управления для разности между командой iq* управления током q-оси и током q-оси и формирования отклонения pqe по току q-оси; арифметический модуль 21 развязки q-оси для вычисления прямого напряжение vqFF q-оси из команды id* управления током d-оси и угловой частоты ω инвертора; арифметический модуль 22 развязки d-оси для вычисления прямого напряжения vdFF d-оси из команды iq* управления током q-оси и угловой частоты ω инвертора; арифметический модуль 30 коэффициентов модуляции для вычисления коэффициента PMF модуляции из команды vd* управления напряжением d-оси, являющейся суммой отклонения pde по току d-оси и прямого напряжения vdFF d-оси, команды vq* управления напряжением q-оси, являющейся суммой отклонения pqe по току q-оси и прямого напряжения vqFF q-оси, базового фазового угла θ_e и напряжения EFC конденсатора 1; арифметический модуль 40 управляющих фазовых углов для вычисления управляющего фазового угла θ из команды vd* управления напряжением d-оси, являющейся суммой отклонения pde по току d-оси и прямого напряжения vdFF d-оси, команды vq* управления напряжением q-оси, являющейся суммой отклонения pqe по току q-оси и прямого напряжения vqFF q-оси, и базового фазового угла θ_e; модуль 50 формирования команд управления напряжением/ШИМ-сигналов для формирования стробирующих сигналов U, В, W, X, Y, Z для инвертора 2 из коэффициента PMF модуляции, управляющего фазового угла θ, выходной частоты инвертора FINV и величин vudc, vvdc, vwdc компенсации дисбаланса токов электродвигателя; и модуль 100A (100B, 100C, 100D) компенсации дисбаланса токов электродвигателя для получения трехфазных токов iu, iv, iw и формирования величины vudc, vvdc, vwdc компенсации дисбаланса токов электродвигателя. Модули 100B, 100C, 100D компенсации дисбаланса токов электродвигателя соответственно представляют модули вариантов осуществления со второго по четвертый.

Далее подробно описана конфигурация каждого из вышеуказанных блоков управления. В арифметическом модуле 95 базовых фазовых углов базовый фазовый угол θ_e, являющийся электрическим углом, вычисляется из механического угла θ_m ротора на основе следующего уравнения (1):

(1)

Здесь PP обозначает число пар полюсов электродвигателя 6.

В модуле 90 трехфазного преобразования координат d/q-осей ток id d-оси и ток iq d-оси формируются из трехфазных токов iu, iv, iw и базового фазового угла θ_e на основе следующего уравнения (2):

(формула 1)

(2)

В арифметическом модуле 70 угловых частот инвертора выходная угловая частота ω инвертора вычисляется посредством дифференцирования базового фазового угла θ_e на основе следующего уравнения (3):

(3)

Помимо этого выходная частота инвертора FINV вычисляется посредством деления выходной угловой частоты ω инвертора на 2π.

Далее описана конфигурация модуля 10 формирования команд управления током. В модуле 10 формирования команд управления током команда id* управления током d-оси и команда iq* управления током q-оси формируются из внешне введенной команды T* управления крутящим моментом и выходной угловой частоты ω инвертора. Способ формирования может быть управлением максимальным крутящим моментом/током, которое формирует максимальный крутящий момент при определенном токе, или максимально эффективным управлением, которое поддерживает кпд электродвигателя максимальным. Такие способы оптимального управления выполняют регулирование таким образом, что фактический ток электродвигателя 6 согласуется, соответственно, с командой управления током для оптимального крутящего момента (т.е. командой iq* управления током q-оси) и командой управления током для оптимального магнитного потока (т.е. командой id* управления током d-оси), которые получаются с использованием арифметического уравнения и заранее сохраняются в таблице.

Затем модуль 20 управления током d-оси и модуль 23 управления током q-оси соответственно формируют отклонение pde по току d-оси посредством выполнения пропорционально-интегрального усиления для разности между командой id* управления током d-оси и током d-оси и отклонение pqe по току q-оси посредством выполнения пропорционально-интегрального усиления для разности между командой iq* управления током q-оси и током q-оси на основе следующих уравнений (4), (5):

Здесь K1 и K3 обозначают пропорциональные коэффициенты усиления, а K2 и K4 обозначают интегральные коэффициенты усиления.

	(4)
	(5)

По причине, описанной выше, в случае приведения в действие, в частности, в синхронном импульсном режиме или одноимпульсном режиме уравнения (4), (5) для управления могут не использоваться. Выходные сигналы pde, pqe могут фиксироваться равными значениям непосредственно перед прекращением вычисления. Альтернативно, выходные сигналы могут постепенно снижаться до нуля.

Арифметический модуль 22 развязки d-оси и арифметический модуль 21 развязки q-оси соответственно вычисляют прямое напряжение vdFF d-оси и прямое напряжение vqFF q-оси на основе следующих уравнений (6), (7):

	(6)
	(7)

Здесь R1, Ld, Lq, ϕa и s соответственно обозначают сопротивление первичной обмотки (Ω) электродвигателя 6, индуктивность d-оси (Гн), индуктивность q-оси (Гн), постоянный магнитный поток (Вб) и оператор дифференцирования.

Арифметический модуль 30 коэффициентов модуляции вычисляет на основе следующего уравнения (8) из команды vd* управления напряжением d-оси, являющейся суммой отклонения pde по току d-оси от прямого напряжения vdFF d-оси, команды vq* управления напряжением q-оси, являющейся суммой отклонения pqe по току q-оси от прямого напряжения vqFF q-оси, базового фазового угла θ_e и напряжения EFC конденсатора 1.

(8)

где:

	(9)
	(10)

Здесь коэффициент PMF модуляции указывает отношение величины вектора VM* команды управления выходным напряжением инвертора к максимальному напряжению VMax (как задано посредством уравнения (9)), которое может выводиться из инвертора. В случае если PMF=1,0, величина вектора VM* команды управления выходным напряжением инвертора должна быть равной максимальному напряжению VMax, которое может выводиться из инвертора.

Дополнительно, как можно видеть из уравнений (2)-(10), коэффициент PMF модуляции меняется с командой id* управления током d-оси и командой iq* управления током q-оси, которые формируются посредством модуля 10 формирования команд управления током.

Арифметический модуль 40 управляющих фазовых углов вычисляет на основе следующего уравнения (11) управляющий фазовый угол θ из команды vd* управления напряжением d-оси, являющейся суммой отклонения pde по току d-оси от прямого напряжения vdFF d-оси, команды vq* управления напряжением q-оси, являющейся суммой отклонения pqe по току q-оси от прямого напряжения vqFF q-оси, и базового фазового угла θ_e:

(11)

где:

(12)

Далее описана конфигурация модуля 50 формирования команд управления напряжением/ШИМ-сигналов. На фиг.2 показан пример конфигурации модуля 50 формирования команд управления напряжением/ШИМ-сигналов согласно первому варианту осуществления изобретения. Как проиллюстрировано на фиг.2, арифметический модуль 55 команд управления напряжением формирует команду Vu** управления базовым напряжением U-фазы, команду Vv** управления базовым напряжением V-фазы и команду Vw** управления базовым напряжением W-фазы, которые являются командами управления трехфазным напряжением, из коэффициента PMF модуляции и управляющего фазового угла θ на основе следующих уравнений (13)-(15):

	(13)
	(14)
	(15)

Затем сумматоры 67-69 формируют команду Vu* управления напряжением U-фазы, команду Vv* управления напряжением V-фазы и команду Vw* управления напряжением W-фазы посредством сложения соответственно нижеупомянутых величин vudc, vvdc, vwdc компенсации дисбаланса токов электродвигателя с командой Vu** управления базовым напряжением U-фазы, командой Vv** управления базовым напряжением V-фазы и командой Vw** управления базовым напряжением W-фазы.

Дополнительно, как описано ниже, несущий сигнал CAR, который должен сравниваться с вышеуказанными командами Vu*, Vv*, Vw* управления напряжением соответствующих фаз, включает в себя, по меньшей мере, асинхронный несущий сигнал и синхронный сигнал. Дополнительно, CAR сконфигурирован с возможностью выбора в соответствии с импульсным режимом, выбираемым посредством модуля 60 обработки переключения импульсных режимов, который является модулем управления импульсным режимом. Здесь асинхронный несущий сигнал, используемый в асинхронном импульсном режиме, является несущим сигналом, имеющим частоту (например, постоянную частоту в 1000 Гц), которая определена как асинхронная с выходной частотой инвертора FINV.

Дополнительно, частота синхронного несущего сигнала синхронизирована как функция от выходной частоты инвертора FINV, так что число и положение импульсов, формирующих выходное напряжение инвертора, должно быть одинаковым между полупериодом положительной стороны и полупериодом отрицательной стороны выходного напряжения инвертора. В описанном примере варианта осуществления синхронный трехимпульсный несущий сигнал используется в качестве синхронного несущего сигнала. Тем не менее, вместо этого может быть пригоден синхронный пятиимпульсный несущий сигнал и т.п. Дополнительно, также можно подготавливать множество синхронных несущих сигналов и выполнять переключение по мере необходимости.

Коэффициент PMFM в уравнениях (13)-(15) является амплитудой команды управления напряжением, полученной путем умножения коэффициента PMF модуляции на выходной сигнал из таблицы 54 регулирующих коэффициентов усилений в умножителе 53. Таблица 54 регулирующих коэффициентов усилений служит для коррекции разности соотношения выходного напряжения VM инвертора с коэффициентом PMF модуляции между асинхронным импульсным режимом и синхронным трехимпульсным режимом. Ее общий смысл описан ниже.

Максимальное напряжение (т.е. среднеквадратическое значение), которое может выводиться посредством инвертора, составляет 0,612*EFC в асинхронном импульсном режиме, при этом оно составляет 0,7797*EFC в синхронном трехимпульсном режиме. Таким образом, отношение выходного напряжения инвертора к коэффициенту PMF модуляции в асинхронном импульсном режиме должно составлять 1/1,274 по сравнению с этим отношением в синхронном трехимпульсном режиме. Чтобы исключить разность, в асинхронном импульсном режиме, коэффициент PMF модуляции умножается на 1,274 и вводится в вышеуказанный арифметический модуль 55 команд управления напряжением как амплитуда PMFM команды управления напряжением. Строго говоря, отношение выходного напряжения инвертора к коэффициенту PMF модуляции является нелинейным. Соотношение может указываться с учетом таблицы.

Затем команда Vu* управления напряжением U-фазы, команда Vv* управления напряжением V-фазы и команда Vw* управления напряжением W-фазы сравниваются с несущим сигналом CAL по величине в модулях 61-63 сравнения. Далее, формируются X, Y и Z соответственно через стробирующие сигналы U, В, W и инвертирующие схемы 64-66. Несущий сигнал CAL - это сигнал, выбираемый посредством модуля 60 обработки переключения импульсных режимов с помощью переключателя 59 из асинхронного несущего сигнала A, сформированного посредством модуля 57 формирования асинхронных несущих сигналов, синхронного трехимпульсного сигнала B, формированного посредством модуля 58 формирования синхронных трехимпульсных несущих сигналов, и нулевого значения C, которое должно выбираться в одноимпульсном режиме. Значения асинхронного несущего сигнала A и синхронного трехимпульсного несущего сигнала B соответственно варьируются от -1 до 1 с нулем в качестве центра.

Модуль 60 обработки переключения импульсных режимов выполнен с возможностью выбирать асинхронный импульсный режим, когда коэффициент PMF модуляции составляет менее 0,785, выбирать синхронный импульсный режим, когда коэффициент PMF модуляции составляет 0,785 и более, но менее 1,0, и выбирать одноимпульсный режим, когда коэффициент модуляции составляет 1,0 и более.

Далее описана конфигурация модуля 100A компенсации дисбаланса токов электродвигателя согласно варианту осуществления. На фиг.3 показан пример модуля 100A компенсации дисбаланса токов электродвигателя согласно первому варианту осуществления изобретения. Как проиллюстрировано на фиг.3, трехфазные токи iu, iv, iw, детектируемые соответственно посредством детекторов 3, 4, 5 тока, вводятся в модуль 100A компенсации дисбаланса токов электродвигателя. Ненужные частотные составляющие, содержащиеся в трехфазных токах iu, iv, iw, исключаются соответственно посредством фильтров 101U-101W нижних частот (в дальнейшем в этом документе, указываемых как LPF). Затем, после инвертирования по полярности соответственно посредством усилений 102U-102W, полученные сигналы вводятся соответственно в пропорционально-интегральные элементы 103U-103W. Выходные сигналы с пропорционально-интегральных элементов 103U-103W выводятся как величины vudc, vvdc, vwdc компенсации дисбаланса токов электродвигателя соответствующих фаз.

При вышеуказанной конфигурации становится возможным компенсировать дисбаланс тока электродвигателя, вызываемый посредством отклонения от истинного значения, содержащегося в выходном сигнале кругового датчика 7 положения, являющегося детектором положения, посредством отклонения, содержащегося в команде управления выходным напряжением инвертора, посредством неравномерности падения напряжения включения для переключающих элементов, составляющих инвертор 2, посредством варьирования корреляции полного сопротивления электродвигателя 6 и т.п. Соответственно, становится возможным обеспечить устройство 200 управления электродвигателя переменного тока, способное предотвращать пульсации крутящего момента и повреждения электродвигателя 6.

Далее описаны формы сигналов в одноимпульсном режиме, когда применяется первый вариант осуществления изобретения. Фиг.4-1 является примером форм сигналов токов электродвигателя в случае, если компенсация дисбаланса токов электродвигателя не выполняется. Фиг.4-2 является примером форм сигналов токов электродвигателя согласно первому варианту осуществления изобретения в случае, если компенсация дисбаланса токов электродвигателя выполняется. Как проиллюстрировано на фиг.4-1, когда компенсация дисбаланса токов электродвигателя не выполняется, как ток iu U-фазы, так и ток iv V-фазы смещаются к отрицательной стороне на порядка 10 A. Между тем, ток iw W-фазы смещается к положительной стороне на порядка 10 A. Дополнительно, крутящий момент T колеблется на частоте, идентичной частоте тока электродвигателя между 350 Нм и 500 Нм в сравнении с командой T* управления крутящим моментом в 425 Нм. Как проиллюстрировано на фиг.4-2, когда компенсация дисбаланса токов электродвигателя выполняется, пульсация частотного компонента тока электродвигателя крутящего момента T превосходно подавляется при том, что подавляется дисбаланс токов соответствующих фаз.

Второй вариант осуществления

На фиг.5 показан структурный пример модуля 100B компенсации дисбаланса токов электродвигателя согласно второму варианту осуществления изобретения. Поскольку второй вариант осуществления основан на первом варианте осуществления, далее описаны только части, отличающиеся от конфигурации первого варианта осуществления, тогда как описание для частей, имеющих конфигурацию, идентичную первому варианту осуществления, не повторяется. По сравнению с первым вариантом осуществления, как показано на фиг.5, токи iu, iv двух фаз из трехфазных токов iu, iv, iw, детектируемых соответственно посредством детекторов 3, 4, 5 тока, вводятся в модуль 100B компенсации дисбаланса токов электродвигателя. Затем ненужные частотные составляющие исключаются соответственно посредством LPF 101U, 101V. Дополнительно, после того как полярность инвертирована соответственно посредством усилений 102U, 102V, выполняется ввод в пропорционально-интегральные элементы 103U, 103V. Выходные сигналы из пропорционально-интегральных элементов 103U, 103V выводятся как величины vudc, vvdc компенсации дисбаланса токов электродвигателя соответствующих фаз. Величина vwdc компенсации дисбаланса токов электродвигателя оставшейся W-фазы вычисляется и выводится посредством использования модуля 104 вычитания с помощ